ELEKTRONİK DEVRELER DERS NOTLARI. Prof. Dr. Bülent ÇAKMAK

Transkript

1 ELEKTONİK DEELE DES NOTLAI Prof. Dr. Bülent ÇAKMAK

2 Ders içeriği: I. YÜKSELTEÇLEİN FEKANS CEABI Desibel kavramı Yükselteçlerin frekans-kazanç eğrileri (Bode diyagramları) Yükselteçlerin alçak ve yüksek frekans cevabı Çok katlı yükselteçlerde frekans cevabı II. EGÜLATÖLE E GÜÇ KAYNAKLAI Zener diyot ve transistör ile regülasyon Gerilim regülasyonlu güç kaynağı IC gerilim regülatörleri Anahtarlamalı (Switch-mode) güç kaynakları III. AKTİF FİLTELE (ACTIE FILTES) Pasif ve aktif filtreler İkinci dereceden alçak ve yüksek geçiren filtreler Band geçiren ve band durduran aktif filtreler I. GEİLİM KONTOLLÜ OSİLATÖLE E FAZ KİLİTLEMELİ ÇEİM Op-Amp lı gerilim kontrollü osilatörler (kare ve üçgen dalga üreteçler) 566 fonksiyon üreteci Faz kilitlemeli Çevrim (Phase Locked Loop-PLL) ve uygulamaları. GEİ-BESLEMELİ (FEED-BACK) YÜKSELTEÇLE Geri-besleme kavramları Geri-besleme bağlantı türleri Pratik geri-besleme devreleri I. YÜKSELTEÇLEDE OSİLASYON KAAMI C osilatörler Wien köprü osilatörler Colpits ve Hartley osilatörler Kristalli osilatörler 2

3 . YÜKSELTEÇLEİN FEKANS CEABI BJT ve FET lerin frekans cevabına konusuna grimeden önce bu devrelerin frekans analizlerinde sıkça karşımıza çıkacak olan desibel kavramı üzerinde öncelikle duralım.. DESİBEL: Telefon kullanılmaya başlandığında ilgili kurumlar bir iletim birimi bulmak/kullanmak sorunu ile karşılaşmışlardı. Doğal olarak o zaman iletim ya da haberleşme denince akla çoğunlukla telefon gelmekte idi. Bu konudaki ilk öneri, Alexander Graham Bell tarafından telefonun bulunmasından iki yıl sonra 887 de W. H. Pierce tarafından ortaya atılmıştı. O zaman Amerika ve Avrupa da kullanılmaya başlanan telefon standartları arasında bir uyum yoktu. Amerikalı ve Avrupalı telefon şirketlerinin kendi kıtaları için daha uygun olacağını düşündükleri ve ısrar ettikleri birkaç birim üzerinde uzlaşmalar oldu. Eylül 927'de İtalya'da tam olarak bir uzlaşma sağlanamasa da iki adet birim üzerinde karar verildi. Birinci birimde "e" doğal logaritmanın tabanını ve üst kuvvetleri oranını temel alan birim ile 0 sayısının güçleri oranını temel alan birim kaldı. Birinci birimde doğal logaritma kullanıldığı için bulucusu John NAIPE onuruna "neper" denmesi önerildi. İkinci birimde ondalık logaritma kullanılıyordu ve bu birime de telefonu bulmuş olan Alexander Graham BELL onuruna "Bell" denilmesi önerildi. İşte desibel sözcüğü buradan doğmuş oldu. Bir sinyal bir noktadan başka bir noktaya iletilirken birçok işlemden geçebilir. Bu sinyal kimi zaman kat kat amplifikasyona tabi tutulur, kimi zaman da zayıflamaya uğrar. Bu iletişim hattı üzerinde bulunan katların (amplifikatörler, filtreler, kablolar vs.) bir kazançları ve kayıpları vardır. Bu kazanç ve kayıplar desibel (db) ile ifade edilir. Desibel iki güç arasındaki oranın logaritmik ifadesidir. Daha belirgin bir ifadeyle çıkış gücünün giriş gücüne oranının 0 tabanına göre logaritmasının 0 ile çarpımıdır. Örnek: Bir amplifikatörün girişine 50 W uyguladığımızda çıkışından 250 W güç alırsak kazancımız: Kazanç (db) =0.log(250/50) =0.log5 = 0.0,698 =7 db Örnek: Şayet bir filtrenin girişine 50 W uyguladığımızda çıkışından 45 W güç alıyorsak kaybımız: Kazanç (db) =0.log(45/50) = 0.log(0,9) = 0.(0,045) = db 3

4 Sonuç olarak çıkışın girişe olan oranında çıkan desibel değeri pozitif ise kazanç vardır. Sonuç negatif olduğunda ise kayıp vardır denilir. Kazanç birimi olarak desibel, amplifikatörlerde ve filtrelerde kullanıldığı gibi elektronik gürültü ölçümlerinde, ses şiddetinde, iki ayrı sinyalin izolasyon ölçümlerinde vs. kullanılır. Anlaşılacağı gibi bu değer mutlak bir ölçüm değeri değil logaritmik oransal bir ölçüdür. Örnek: Bir amplifikatörün girişine uygulanan güç, çıkıştan 4 kat kuvvetlendirilmiş olarak elde edilirse kazancımız ne olur? Kazanç (db) =0xlog (Pçıkış/Pgiriş) =0.log(4) =0.0,6 = 6 db Örnek: Peşpeşe 3 ayrı amplifikatör ile bir amplifikasyon yapılıyorsa toplam kazanç ne olur? P giriş a katı b katı c katı P çıkış Toplam kazancı bulmak için her katın çıkışları db cinsinden toplanır. Bu arada her bir katın belli bir kazancı olduğunu farz edersek, Örneğin: a = 2 db, b= 8 db ve c= 4 db Toplam kazanç= a+b+c = = 4 db olur Örnek: Bir filtrenin girişine 40 W güç uygulandığında filtrenin araya girme kaybı (insertion loss) db ise filtre çıkışından kaç watt elde edilir? Örnek: Bir amplifikatör çıkışı bir spektrum analizör ile ölçülmek isteniyor. Analizörün girişinde maksimum00 mw müsaade edililiyor. Amp. çıkış gücü=0 W. Bu amplifikatörü ölçmek için araya minimum kaç desibel bir zayıflatma koymamız gerekiyor? 4

5 Gerilim Kazancı: Buraya kadar güç kazancı ve güç kaybını inceledik. Ayrıca AC devrelerde (ses, frekans vs.) gerilim kazancı ve kaybı söz konusudur. Bir devrenin çıkış geriliminin giriş gerilime oranının 0 tabanınına göre logaritmasının 20 ile çarpımı gerilim kazancı ve kaybını belirler. Çıkış direncinin giriş direncine eşit olması durumunda: veya diğer bir deyişle; G v Pç 0log P g 0log 2 ç 2 g / i / i 0log ç g 2 20log ç g Örnek: Bir cihazın giriş gücü 000 da 0 kw dır. Çıkış gücü ise, çıkış empedansı 20 iken 500 W tır. Buna göre; a) db cinsinden güç kazancını bulunuz. b) db cinsinden gerilim kazancını bulunuz c) (a) ve (b) şıkkındaki sonuçların neden uyuşup uyuşmadığını bulunuz. Çözüm: a) G db =0.log(Pç/Pg)=0log(500/0000) = -3.0 db (kayıp var) P ç ç ç b) Gv 20log 20log 20log 20log 20 db g g c) i= g 2 /P g = 0 6 /0 4 = 00 Görüldüğü gibi giriş direnci 00 olup 20 luk çıkış direncinden farklıdır. Bu nedenle a ve b şıkkındaki sonuçlar uyuşmamaktadır. ÇALIŞMA SOUSU: 40 W çıkışlı bir yükselteç 0 luk bir hoparlöre bağlanmıştır. a) Güç kazancı 25 db ise tam güç sağlamak için gereken giriş gücünü bulunuz. b) Yükseltecin gerilim kazancı 40 db ise nominal çıkış için giriş gerilimini hesaplayınız. 5

6 .2 Yükselteçlerin Frekans Cevabı Analog elektronik dersinde yükselteçlerin orta frekans bandı civarındaki çalışmaları incelenmişti. Bu frekans bandında kuplaj ve köprüleme kondansatörleri AC çalışmada kısa devre edilmişti. Öte yandan, düşük frekanslarda bu kapasitörlerin reaktansında meydana gelen değişme nedeniyle kısa devre yaklaşımı kullanılamaz. Yüksek frekanslarda ise aktif elemanın (transistör) ve devrenin kaçak kapasitif etkileri (parazitik kapasitans) sistemin yüksek frekans tepkisini sınırlayacaktır. Ardışık (kaskat) bağlı bir sistemin kat sayısındaki artış hem alçak hem de yüksek frekans tepkisini sınırlayacaktır. C kuplajlı, doğrudan-kuplajlı ve transformatör-kuplajlı bir yükseltecin genlik kazanç eğrileri, diğer bir deyişle Bode eğrileri, Şekil. de verilmektedir. Yatay eksen, alçak frekans bölgelerinden yüksek frekans bölgelerine uzanan bir grafik çizebilmek için logaritmik ölçekte verilmektedir. Şekil. Yükseltecin frekans kazanç eğrileri (Bode eğrileri); a) C kuplajlı, b) transformatör kuplajlı, c) Doğrudan kuplajlı. 6

7 C kuplajlı bir yükselteçte düşük frekanslardaki düşüşün nedeni, C C, C S veya C E nin artan reaktansıdır. C kuplajlı devrenin yüksek frekans sınırı ise transistörün parazitik kapasitif etkileri ile belirlenir. Transformatör kuplajlı devrede ise düşük frekanslarda oluşan frekans tepkisi, endüktif reaktansın (X L =2fL) kısa devre etkisinden kaynaklanmaktadır. Yüksek ferakans tepkisi ise, primer ve sekonder sargıları arasındaki kaçak kapasitans tarafından oluşturulmaktadır. Doğrudan kuplajlı yükselteçte, herhangi bir kondansatör elemanı olmadığı için düşük frekanslarda düşüşe neden olabilecek bir etki de söz konusu olmayacaktır. Yüksek frekanslarda ise transistörün parazitik kapasitans etkileri bir düşüşe neden olmaktadır. Şekil. deki devrede nispeten yüksek olan kazancın frekans sınırlarını sabitleştirmek için kazanç kesim seviyesi olarak 0,707.A orta seçilmiştir. Bunlara karşılık gelen f ve f 2 frekansları ise kesim (cut-off) frekansları olarak adlandırılır. 0,707 çarpanının seçilme nedeni, bu seviyede çıkış gücünün orta band güç çıkışının yarısı kadar olmasıdır. Şöyle ki, P 0orta A orta 0 i 2 Yarım-güç frekansında (Half-Power Frequency / HPF): Aorta i Aorta i P0 HPF P0 orta 0 0 Sistemlerin band genişliği f ve f 2 frekansları ile belirlenir. Buna göre; Band genişliği (BW) = f 2 -f Haberleşme alanındaki uygulamalarda kazancın frekansa göre desibel cinsinden grafiği daha kullanışlıdır. Normalize edilmiş kazanç eğrisi, denklem de gösterildiği gibi formülüze edilmiş ve Şekil.2 deki gibi gösterilmiştir. A A orta db A 20log 0 A... denklem () orta 7

8 Şekil.2 Normalize edilmiş kazanç (Bode) eğrisi Orta band frekanslarında log () 0 durum Şekil.3 deki db eğrisinde gösterilmiştir ve kesim frekanslarında 20 log 0 / 2 3 db dir. Bu Şekil.3 Normalize edilmiş frekans-kazanç (Bode) eğrisinin db cinsinden grafiği C tepkisi: Evvela uygulanan frekansın temel bir C devresi üzerindeki etkisini inceleyelim. X C olduğundan çok yüksek frekanslarda kondansatörün reaktansı 0 (sıfır) olurken, çok 2f C düşük frekanslarda ise, örneğin f=0 Hz de, (sonsuz) olacaktır (Şekil.4). 8

9 (a) (b) (c) Şekil.4 (a) Temel C devresi, (b) Çok yüksek frekanslarda yaklaşık eşdeğer, (c) Çok düşük frekanslarda yaklaşık eşdeğer. Kazanç, A v = 0 / i oranı Şekil.5 deki gibi olacaktır. Şekil.5 C devresinin kazanç eğrisi. Çıkış ve giriş gerilimleri arasında şu şekilde bir ilişki vardır: 0 i X C i 2 X 2 C Xc= olduğu zaman: 0 0 i A 2 i Diğer bir deyişle, Xc= yi sağlayan frekansta çıkış, Şekil.5 de gösterildiği gibi girişin %70.7 si olacaktır. X C f 2f C 2C f frekansı BJT transistöründe alçak kesim frekansını göstermektedir. 9

10 Eğer kazanç denklemi aşağıdaki gibi yazılırsa: A 0 i jx j X / ) j/ 2fC A j f / f Genlik ve faz terimleriyle; 0 A tan f / 2 i f / f f A v nin genliği 0 ile i arasındaki faz açısı f=f olduğu zaman; A db db cinsinden kazanç: A db 2 f f 20 log 0 20 log 0 log f<<f veya f / f 2 A 20 log f / f f f / 2 >> olan frekanslar için yukarıdaki denklem şu şekilde yazılabilir: f f db 2 0

11 Yukarıda verilen değerleri kullanarak db cinsinden kazanç-frekans eğrisi Şekil.6 daki çizilebilir. f /0 Şekil.6 db cinsinden kazanç-frekans (Bode) eğrisi (-20logf /f eşitliğinden elde edilmiştir) Logaritmik ölçekte çizildiği zaman eğrinin düz bir çizgi şeklinde çıktığı görülmektedir. Bu düz çizgili parçalar asimptotlar olarak adlandırılır. Bununla birlikte f=f olduğu zaman kazançta 3 db lik bir düşüş olduğu daha önce söylenmişti. Böylece, grafikte gösterildiği gibi kesikli çizgi ile gösterilen gerçek frekans eğrisi elde edilir. Bu tip eğriler, Bode eğrisi olarak adlandırılır ve Bode eğrisi bir yükseltecin frekans cevabını gösterir. Grafikten, frekansta oktavlık (2 kat daha az) değişmenin kazançta 6 db lik bir değişmeye neden olduğu görülmektedir. Frekansta 0 katlık (dekad) bir azalma ise kazançta 20 db lik bir düşüşe neden olmaktadır.

12 .2.2 Düşük frekanslarda yükselteç (BJT) cevabı Şimdi de C S, C C ve C E kondansatörlü bir BJT nin alçak frekans tepkisini inceleyelim. Şekil.7 de böyle bir yükselteç devresi görülmektedir. CC C C C C S 0 S L i 2 S E C E Z i - Şekil.7 Kuplaj ve köprüleme kondansatörlü yükselteç devresi. C S nin etkisi: Yukarıdaki devrede giriş direnci: Z i // 2 // h ie Cs tarafından belirlenen düşük kesim frekansı: f Ls 2 ( s Z ) C i s i gerilimi ile s gerilimi arasında şu ilişki vardır: i s Zis Z i jx CS C C nin etkisi: C C için ac eşdeğer devre; 2

13 Şekil.8 C C için ac eşdeğer devresi. Bu durumda kesim frekansı şu formülle ifade edilir. f LC 2 ( C L ) C C C E nin etkisi: C E kondansatörünün harici eşdeğer devresi; Şekil.9 C E için ac eşdeğer devre. e E ' s // re X ' CE Burada; S S // // 2 Yukarıdaki e formülü emetör köprüleme kondansatörü ile belirlenen kesim frekansını tanımlar. f LE 2 C e E 3

14 C S, C C ve C E kondansatörlerinin belirledikleri kesim frekanslarının alçak frekanslar için olduğu unutulmamalıdır. Orta frekans bandında bu kondansatörlerin ac eşdeğer devre bulunurken kısa devre edildiği unutulmamalıdır. ÖNEK: CC Yandaki devrede; C C C CC =20, =00, =40 k, 2 =0 C S 0 k, C =4 k, E =2 k, L =2.2 k, S = k, C S =0 F, C C = F ve S i 2 L C E =20 F olduğuna göre alçak kesim frekansını belirleyiniz ve Bode S Z i - E C E eğrisini çiziniz. Frekans eğrisine karşı gerçek kazanç hesabını yapınız. ÇÖZÜM: Thevenin eşdeğerinden düğüm noktasındaki gerilim: 2CC 200 B Buradan; E I E. 65 ma 2 E r e 26 m ma hie. re 00* k Orta band kazancı şu şekilde verilebilir: A orta 0 S 0 i i S Kazanç, 4

15 A 0 i ( C // h ie L ) 90 Z i = // 2 // h ie =.32 k i S i i S Böylece; A orta 0 S 0 i i S ( 90)(0.569) 5.2 C S nin belirlediği kesim frekansı: f Z ) C 2 (k.32k)(0*0 6. Ls ( s i s ) Hz C C nin belirlediği kesim frekansı: f 2 (4k 2.2k)(*0 25. LC 2 ( C L) C 68 6 C ) Hz C E nin belirlediği kesim frekansı: ' S // // = k // 40 k // 0 k = k S 2 e ' s k E // re 2k // f 2 C 309. LE 6 e E 2 (25.76)(20 *0 ) Hz 5

16 f LE nin diğerlerinden oldukça büyük olması, bunun tüm sistemin alçak frekans tepkisinin belirlenmesinde daha ağırlıklı olduğunu göstermektedir. Diğer bir deyişle C C ve C S, yalnızca 00 Hz in altındaki frekanslarda etkili olacaktır. Şimdi db cinsinden kazanç-frekans eğrisini (Bode eğrisi) çizelim. Orta band kazancı -5.2 bulunmuştu. Orta band bölgesinde A v /A vorta db = olacaktır. Şekil.0 da gösterildiği gibi 20log 0 (5.2/5.2) = 0 db olacaktır. Kesim frekansında, Av/Avorta =0.707*5.2=36.2 olacaktır. Şekil.0 Örnek devre için elde edilen kazanç-frekans (Bode) eğrisi. Şekil.0 da gösterilen Bode eğrisi, herbir kesim frekansında -6 db/oktav lık ya da -20 db/dekad lık bir asimptot çizerek elde edilir. C E ile tanımlanan kesim frekansının genellikle devre band genişliğini tanımlamak için kullanılan -3 db noktasını belirleyeceği açıktır. Band genişliği içinde kalan frekanslar için mevcut maksimum gücün en azından yarısı yüke ulaşacaktır. S =0.707* max olduğundan; P L 2 L L (0.707* L max ) 2 0.5P max Gerçek frekans tepkisini çizmek için kullanılan asimptot eğimi -2 db e düşmektedir. 6

17 FET in alçak frekans cevabı FET lerde de BJT lere benzer bir durum söz konusudur. DD D 0 i C C S sig C G G L S C S C G tarafından belirlenen kesim frekansı: Şekil. JFET li yükselteç devresi Burada i = G C C tarafından belirlenen kesim frekansı: Burada, C S tarafından belirlenen kesim frekansı: eq s // g FET yükselteçlerde de BJT ler için elde edilen Bode eğrileri geçerlidir. m r d 7

18 .2.4 Yükselteçlerin yüksek frekans cevabı:.2.4. Miller kapasitansı p-n ekleminin bir kapasitansı olduğu bilinmektedir. Bir ortak emetörlü (common emitter-ce) BJT yükselteçte, bu kapasitans yüksek frekanslarda baz-kollektör ekleminde etkin olmaktadır. Ortak kaynaklı (Common source-cs) FET lerde ise, yine yüksek frekanslarda Geçit-Savak (gate-drain) ekleminde etkin olmaktadır. İşte bu kapasitif etkiye Miller kapasitansı denilmektedir. Bu etki, giriş ve çıkış devrelerini etkilemektedir. Böylece, bu etkiler Miller giriş ve çıkış kapasitansı olarak adlandırılmaktadır. Miller giriş kapasitansının (C Mİ ) etkisi, Şekil.2 de gösterilmiştir. I 2 C f I i I i Z i i 0 Şekil.2 Miller giriş kapasitansı C Mİ = (+ A )C f Miller giriş kapasitansının miktarı, giriş ile çıkış arasındaki iç elektrot (inter-electrode) kapasitansına ve kazanca (A ) bağlıdır. Miller çıkış kapasitansı ise Şekil.3 de gösterilmektedir. C f i 0 Şekil.3 Miller çıkış kapasitansının gösterimi 8

19 C MO C f A : Miller çıkış kapasitansı Şayet kazanç A >> ise C MO C f alınabilir BJT li yükselteçlerin yüksek frekans cevabı Yüksek frekans durumunda BJT lerde -3 db noktasını belirleyen iki faktör vardır: (a) parazitik kapasitans ve bağlantı kablolarından dolayı oluşan devre kapasitansı, (b) h fe () nın frekansa bağımlılığı. Şekil.4 de BJT nin parazitik kapasitansları (C be, C bc, C ce ) ile bağlantı kablolarının kapasitansları (C W ve C W2 ) gösterilmektedir. Şekil.4 Ortak emetörlü yükseltecin yüksek frekans cevabı Şekil.4 deki devrenin yüksek frekans modeli Şekil.5 de verilmektedir. C 0 =C M0 +C ce +C W2 Şekil.5 BJT li yükseltecin yüksek frekans modeli 9

20 Bu modelde C S, C E ve C C kondansatörleri bulunmamaktadır. Çünkü yüksek frekansta bunların kısa devre olduğu varsayılmıştır. Giriş devresi için -3 db kesim frekansı: f Hi 2 Th C i Burada, Th = S // B // B2 // i C i = C W + C be + C Mİ = C W + C be + (+ Av ) C bc Son denklemdeki, C W : Giriş kablolama kapasitansı, C Mİ : Miller giriş kapasitansı Şekil.5 de gösterildiği gibi, yüksek frekanslarda C i azalacağından; B, B2, i ve C i paralel birleşiminin toplam empedansı da azalacaktır. Sonuçta, C i uçlarındaki gerilim ve I b akımı azalır. Net sonuç, sistemin toplam kazancının düşmesidir. Çıkış devresi için kesim frekansı; f Ho 2 Th 2 C 0 Burada, Th2 = c // L C 0 = C W2 + C ce + C M0 = C W2 + C ce +C bc Çok yüksek frekanslarda C 0 kapasitansı azalacağından, çıkış devresindeki empedans da azalacaktır. Sonuç olarak, 0 da sıfıra doğru azalacaktır. 20

21 h fe ya da nın frekansa bağımlılığı: Yükseltecin yüksek kesim frekansının belirlenebilmesi için, h fe () nin frekansa bağımlılığını da irdelemek gerekir. nın frekansla değişmesi yaklaşık olarak aşağıdaki ifade ile verilebilir: f gbe gm fh fe 2 ( Cbe Cbc) orta 2 ( C be Cbc) Burada, g be : Baz ve emetör arasındaki iletkenlik rbe g m olarak da alınabilir. h ib Yüksek frekans bölgesinde frekansa bağlı h fe ve h fb değişimleri Şekil.6 da gösterilmektedir. ǀh fb ǀ, ǀh fe ǀ ǀh fe ǀ ǀh fe ǀ= ǀh fb ǀ f,(f hfe ) 5f f T f hfb,(f ) Şekil.6 Yüksek frekans bölgesinde frekansa bağlı h fe ve h fb değişimleri. 2

22 ÖNEK: Yukarıdaki devrede g be =0-3 S olduğuna göre, a) f Hi, f HO, f değerlerini hesaplayınız. b) Alçak ve yüksek frekans için Bode eğrisini çiziniz. c) Sistemin kazanç band genişliğini bulunuz. ÇÖZÜM: a) Th S // B // B2 // i k // 40k //0k //. 576k C C A ) C i W Cbe ( = 88.5 pf bc = 4 pf + 48 pf + (+90).(,5 pf) Burada kullanılan Av değeri Miller kapasitansındaki kazanç değeri ile ilgili olduğundan daha önceki örneğimizde bulduğumuz kazanç değerini kullandık. Th2 = c // L = 4 k // 2.2 k =.49 k 22

23 C 0 = C W2 + C ce + C M0 = C W2 + C ce +C bc = 8 pf + 6 pf +.5 pf =5.5 pf f H 0 2 TH 2 C MHz (.49 *0 )(5.5*0 2 ) f fhfe gbe 2 ( C C be bc ) (49.5*0 2 ) f =3.27 MHz b) Aşağıdaki şekilde Bode eğrisi verilmektedir. Alçak, orta ve yüksek frekans bölgelerinde herbir kesim frekansının -6 db/oktav lık bir asimptotu tanımlanmakta ve eğim, kesim frekansından her geçişde -6 db/oktav artmaktadır. f LS f LC f LE =309. Hz.47 MHz=f Hi f f Ho f T c) Band genişliği (BW) = f Hi f LE f hi =.49 MHz. Daha önce f LE = 309. Hz bulunmuştu. 23

24 FET li yükselteçlerin yüksek frekans cevabı BJT li yükselteçlerin yüksek frekans cevabı için geliştirilen model FET li yükselteçlere de uygulanabilir (Şekil.7). DD D 0 i C C sig C G C W C W2 L S G S C S Şekil.7 FET li yükseltecin yüksek frekans cevabı C gd : Savak (akaç) ile geçit arasındaki kapasitans C gs : Geçit ile kaynak arasındaki kapasitans C ds : Savak (akaç) ile kaynak arasındaki kapasitans f Giriş devresi için: Hi Thi 2 sig Th C // i G f Çıkış devresi için: Ho Tho C W : Giriş kablolama kapasitansı C W2 : Çıkış kablolama kapasitansı 2 D Th 2 C // // r L 0 ds C i CW C gs C Mi C o CW 2 C ds C Mo C ( A ) C Mi gd C Mo A C gd 24

25 .2.5 Çok katlı (Multistage) frekans etkileri Çok katlı yükselteçlerde, her kat kendi frekans cevabına sahip olacaktır. Fakat, bir katın çıkışı bir sonraki katın kapasitansları tarafından etkilenecektir. Bu durum, özellikle yüksek frekanslarda söz konusudur. Örneğin, çıkış kapasitansının (C 0 ) bir sonraki katın giriş Miller kapasitansını (C Mİ ), bağlantı kapasitansını (C W ) ve parazitik kapasitansı (C bc ) içermesi gerekir. Ayrıca, ikinci kat nedeniyle ilave alçak frekans kesim seviyeleri olacaktır; bu da bu bölgedeki sistemin toplam kazancını daha da azaltacaktır. Bu durum, 3 katlı bir yükselteç sistemi için Şekil.8 de gösterilmiştir. Şekil.8 Çok katlı bir sistemin frekans cevabı 25

26 2. DC GÜÇ KAYNAKLAI Bilindiği gibi bütün elektronik cihazlar (radyo, teyp, tv, bilgisayar v.b gibi) çalışmak için bir DC enerjiye gereksinim duyarlar. DC enerji, pratik olarak pil veya akülerden elde edilir. Bu oldukça pahalı bir çözümdür. DC enerji elde etmenin diğer bir alternatifi ise şehir şebekesinden alınan ac gerilimi kullanmaktır. Şebekeden alınan ac formdaki sinüsoidal gerilim, DC gerilime dönüştürülür. Bu işlem için DC güç kaynakları kullanılır. Temel bir DC güç kaynağının blok şeması Şekil 2. de görülmektedir. Sistem; transformatör, doğrultucu, filtre ve regülatör devrelerinden oluşmaktadır. Sistem girişine uygulanan ac gerilim (genellikle şehir şebeke gerilimi), bir transformatör yardımıyla istenilen gerilim değerine dönüştürülür. Transformatör çıkışından alınan bu ac gerilim, doğrultmaç devreleri kullanılarak doğrultulur. Doğrultulan gerilim, ideal bir DC gerilimden uzaktır ve az da olsa dalgalanmalar (ripıl) içerir. Filtre devreleri tam bir DC gerilim elde etmek ve dalgalanma faktörünü minimuma indirmek için kullanılır. İdeal bir DC gerilim elde etmek için kullanılan son kat ise regülatör düzenekleridir. Sistemi oluşturan blokları sırasıyla inceleyelim. Transformatör Doğrultmaç Filtre egülatör L Şekil 2. AC gerilimin DC gerilime dönüştürülmesi 2. Transformatör Şehir şebeke gerilimi genellikle 220 rms/50 Hz dir. Bu gerilim değerinin belirlenen veya istenilen bir ac gerilim değerine dönüştürülmesinde transformatörler kullanılır. Bir transformatör silisyumlu özel saçtan yapılmış gövde (karkas) üzerine sarılan iletken iki ayrı sargıdan oluşur. Bu sargılara primer ve sekonder adı verilir. Primer giriş, sekonder çıkış sargısıdır. Primer ile sekonder sargıları arasında fiziksel bir bağlantı yoktur. Bu özellik, kullanıcıyı ve sistemi şehir şebekesinden yalıtarak güvenli bir çalışma sağlar. Üreticiler çeşitli güç değerlerinde transformatör üreterek kullanıcının tüketimine sunarlar. Bir trafonun gücü artıkça boyutu ve fiyatı da artmaktadır. Enerji kayıpları az olduğundan primerden uygulanan güç, çok az kayıpla sekondere aktarılır. Primer sargıları genellikle 220 rms dir. Sekonder sargıları ise farklı gerilim değerlerinde üretilmektedir. Transformatör seçiminde; primer ve sekonder gerilimleri ile birlikte gücüne de dikkat edilmelidir. Bir güç kaynağının tasarımında kullanılacak transformatörün toplam gücü; trafo üzerinde ve diğer devre elemanlarında harcanan güç ile yükte harcanan gücün toplamı kadardır. Transformatör her durumda istenen akımı vermelidir. Fakat bir transformatörden uzun süre yüksek akım çekilirse, çekirdeğin doyma bölgesine girme tehlikesi vardır. Bu nedenle transformatör seçimine dikkat edilmeli, tasarlanacak DC güç kaynağının gücüne uygun transformatör seçimi yapılmalıdır. Şekil 2.2 de örnek olarak farklı güçlerdeki bazı transformatör görüntüleri verilmiştir. 26

27 Şekil 2.2 Çeşitli güçlerde transformatörler 2.2 Doğrultmaç Devreleri Şehir şebekesinden alınan ve bir transformatör yardımıyla değeri, istenilen seviyeye ayarlanan AC gerilimi DC gerilime dönüştürmek için ilk adım doğrultmaç devresi kullanmaktır. Doğrultmaç devreleri, yarım dalga ve tam dalga olmak üzere iki tiptir. Yarım dalga doğrultmaç devresi kaliteli bir güç kaynağı tasarımı için yeterli değildir. Çıkış gerilimi düşük ve darbelidir. İyi bir güç kaynağı tasarımında mutlaka tam dalga doğrultmaç devresi kullanılmalıdır. Köprü tipi ve orta uçlu olmak üzere iki tip tam dalga doğrultmaç devresi tasarlanabilir. Tipik bir köprü tipi ve orta uçlu tamdalga doğrultmaç devresi Şekil 2.3 de verilmiştir. Şekil 2.3 Köprü tipi ve orta uçlu tam dalga doğrultmaç devreleri Doğrultmaç çıkışından alınan işaretin dalga biçimi, DC işaretten uzaktır ve çeşitli dalgalanmalar (ripple) barındırmaktadır. İşaret üzerindeki dalgalanmaları minimum düzeye indirip tam bir DC gerilim elde etmek amacı ile filtre devreleri kullanılır. Çeşitli tip filtre devreleri (C, C, LC, π vb.) vardır. En pratik ve ekonomik filtre işlemi kondansatörlerle yapılır. Şekil 2.4 de tam dalga doğrultmaç çıkışından alınan işaret ve filtre işlemi grafiksel olarak gösterilmiştir. Doğrultmaç ve filtre devrelerinin çalışmaları ve özellikleri üzerinde fazla durmayacağız. Bu konuların detayları için analog elektronik ders notlarına müracaat edilebilir. 27

28 i i o Şekil 2.4 Tam dalga doğrultmaç devreleri çıkış dalga şekilleri 2.3 Filtre Devreleri Yarım dalga ve tam dalga doğrultmaç devrelerinin çıkışlarından alınan doğrultulmuş sinyal ideal bir DC sinyalden çok uzak olup darbelidir ve bir çok AC bileşen barındırır. Elektronik devrelerde ve günlük hayatta kullandığımız DC sinyal ise ideale yakın olmalıdır, ac bileşenler ve darbeler barındırmamalıdır. Şehir şebekesinden elde edilen doğrultulmuş sinyal çeşitli filtre devreleri kullanılarak ideale yakın bir DC gerilim haline dönüştürülebilir. Filtre tipleri şunlardır: C filtreler LC filtreler Π ve T tipi filtreler En ideal filtreleme elemanları kondansatör ve bobinlerdir. a-) C filtre Şekil 2.5 de komple bir DC güç kaynağı devresi, çıkış işaretinin dalga biçimi ve alabileceği DC değer verilmiştir. Çıkışta filtre amacıyla kullanılan kondansatörün kapasite değeri önemlidir. Büyük değerli kapasiteye sahip kondansatör daha iyi sonuç verir. Şekil 2.5 Köprü doğrultucu ve C filtre devreleri b-) LC Filtre Doğrultmaç devrelerinde dalgalanma faktörünü minimuma indirmek için bir diğer alternatif, bobin ve kondansatörden oluşan LC filtre devresi kullanmaktır. Şekil 2.6 da LC filtre devresi görülmektedir. 28

29 LC filtre AC giriş L C L Şekil 2.6 Tam dalga doğrultmaç devresinde LC filtre Bu filtre devresinde bobinin endüktif reaktansı (X L ) ve kondansatörün kapasitif reaktansından (X C ) yararlanılarak filtre işlemi gerçekleştirilir. Böyle bir filtre devresinde giriş ve çıkış işaretlerinin dalga biçimleri Şekil 2.7 de gösterilmiştir. Çıkış geriliminin alacağı değer ve dalgalılık miktarı aşağıda formüle edilmiştir. X C r ( out) r ( in) X L X C X L r(in) X C r(out) Şekil 2.7 Tamdalga doğrultmaç devresinde LC filtre c) π ve T Tipi Filtre Yukarıda da belirtildiği gibi LC tipi filtre devreleri geliştirilerek kaliteli filtre devreleri oluşturulmuştur. Π ve T tipi filtreler bu uygulamalara iyi bir örnektir. ipıl faktörünün minimuma indirilmesi gereken çok kaliteli doğrultmaç çıkışlarında bu tip filtreler kullanılabilir. Şekil 2.8 de Π ve T tipi filtre devreleri verilmiştir. L L L 2 giriş çıkış giriş çıkış C C 2 C (a) Şekil 2.8 (a) π ve (b) T tipi filtre devreleri (b) 29

30 2.4 Gerilim egülasyonu ve önemi Kaliteli bir güç kaynağının yapımında son aşama regülasyon işlemidir. egülesiz bir güç kaynağı özellikle hassas cihazların beslenmesinde tercih edilmez. egülesiz bir DC güç kaynağının sakıncaları aşağıda özetlenmiştir. egülesiz bir güç kaynağından çekilen akım miktarı değiştikçe (ya da) çıkış yükü değiştikçe çıkış gerilimi sabit kalamayarak değişmektedir. egülesiz kaynağın girişindeki AC gerilimin değişmesi, çıkış DC geriliminin de değişmesine neden olur. egülesiz kaynakta doğrultma işleminde kullanılan yarıiletkenler ısıdan etkilenirler. Dolayısıyla ısıdaki değişimler çıkış DC gerilimini de değiştirebilir. Belirtilen bu üç kusuru ortadan kaldırmak ve çıkıştaki dalgalanma oranını azaltmak amacıyla gerilim regülasyonu yapılır. Herhangi bir güç kaynağının gerilim regülasyonu (G.) aşağıdaki gibi formüle edilebilir: G. % yüksüz tamyüklü tamyüklü.00 Örnek: Bir DC güç kaynağının çıkış gerilimi boşta (yüksüz: I L =0 A) 2 ölçülmüştür. Güç kaynağının çıkış gerilimi 0 ma lik tam yükte ise.9 ölçülmüştür. Kaynağın gerilim regülasyonunu bulunuz? G. % yüksüz tamyüklü tamyüklü 2,9.00 %.00,9 G. %0, TANSİSTÖLÜ GEİLİM EGÜLATÖLEİ Kararlı ve düzenli bir DC gerilim elde etmek için gerilim regülasyonu kaçınılmazdır. Gerilim regülasyonu, gerilim regülatör devreleri kullanılarak yapılmaktadır. İlk gerilim regülatörleri zener diyot-transistör ikilisinin kullanımı ile geliştirilmiştir. egüle işleminin amacı belli bir elektriksel büyüklüğü dış etkilerden bağımsız olarak sabit tutabilmektir. Bunun için regüle edilecek büyüklük (gerilim veya akım) sürekli olarak ölçülmek zorundadır. Ölçülen bu değer (o andaki değer), olması istenen gerçek değerle karşılaştırılarak regüle işlemi yapılır. egüle devrelerinde; olması istenen değer için bir referans gerilimi gereklidir. Bu değer zener diyotlarla sağlanır. Bununla birlikte, zener diyot regüle işlemi için tek başına yeterli değildir. Zener diyotla alınan referans değer, diğer bir takım elektronik devre elemanları ile geliştirilerek regüle işlemi yapılır. egüle işlemi gerilim için yapıldığı gibi akım için de yapılabilir. Gerilim regülatörünün karakteristikleri, transistör gibi aktif elemanlar kullanılarak önemli ölçüde iyileştirilebilir (dc akım yükseltmesi sağlanması). 30

31 Transistörlü gerilim regülatörleri seri ve paralel gerilim regülatörleri olarak ikiye ayrılmışlardır. Paralel regülatörde yüke paralel gerilim kontrolü yapılır. Seri regülatörde ise gerilim kontrolü yük ile seri olup akım yolu üzerindedir Paralel Gerilim egülatörleri Standart bir paralel gerilim regülatör devresi Şekil 2.9 da verilmiştir. Bu devrede, P direnci ve Q transistörü yardımı ile regüle edilmeye uygun bir gerilim bölücü oluşturulur. Çıkış gerilimi L = 0, zener geriliminden transistörün BE eşik gerilimi kadar daha büyüktür. Yani 0 = Z + BE olur. P ön direnci, transistörün maksimum akımı ve transistörde harcanmasına izin verilen maksimum güç kaybı aşılmayacak biçimde seçilmelidir. I K I L L L IN 6 I B P I K +I L BE =0,6 Şekil 2.9 Paralel Gerilim egülatör Devresi Örneğin zener gerilimi Z =5.6 volt, regülesiz giriş gerilimi İN =6 volt değerinde ise, transistörden izin verilen maksimum I C = A lik akması halinde p direncinin değeri; P IN ( Z BE ) 6 6,2 9,8 0 I C olarak elde edilir. Transistörün emiter ile kollektörü kısa devre edilirse, bu durumda giriş geriliminin toplamı p direnci üzerinde düşer. p direncinde harcanan toplam güç ise; P IN P 25 P 0 olarak bulunur. O halde p direnci, 25 W lık bir güçle yüklenebilecek şekilde seçilmelidir. Devredeki I K kısa devre akımı ise; I 6 IN K. 6 P 0 olarak bulunur. Çıkış gerilimi 0, p direncindeki gerilimin i- Z farkından büyük oluncaya kadar W A 3

32 ve benzer şekilde yüksüz halde I L akımı I C akımından büyük oluncaya kadar kararlı kalır. Zener diyotundan akan akım değeri, zener kırılma akımı I Zmin değerinden daha küçük olursa kararlılık yok olur. Zener akımı I Z =0.02 A olan bir zener diyot kullanıldığında min değeri; min BE I 0.02 A Z olur. Burada dikkat edilmesi gereken husus, zener diyottan akabilecek maksimum akımın (I zmax ) bulunmasıdır. I L IZ max IZ I B IZ 0.02 A 40 ma 50 Zener diyotun gücü; P Z = Z I Z P Z =5.6x0.04A P Z =224 mw Paralel gerilim regülatörleri uygulamalarda pek kullanılmazlar. Çünkü bu tür gerilim regülatörlerinde yüksüz durumda dahi güç harcanması söz konusudur. Bu durum önemli bir dezavantajdır. Uygulamalarda bundan dolayı genellikle seri gerilim regülatörleri tercih edilir Bu devrede gerilim regülasyonu nasıl sağlanır? L 0 olduğu devreden görülmektedir. Z BE Bu formülden 0 = =6.2 bulunur. Giriş gerilimindeki dalgalanmalardan ve başka bir sebepten dolayı L çıkış geriliminin arttığını düşünelim. L arttığı zaman, yukarıdaki formül gereği BE de artacaktır ( Z her zaman sabit olduğundan). Bu artışın anlamı, transistorün iletim düzeyinin artması demektir. Bu durumu şu şekilde özetleyebiliriz: L, BE, I B, I C, I L, L Denge Çıkış gerilimindeki artış, BE geriliminin artmasına, bu da baz akımının ve dolayısıyla kollektör akımının artışına; sonuçta da yük akımının ve dolayısıyla da çıkış geriliminin azalmasına neden olmuştur. Yani özetle bu regülatör devresi ile çıkış gerilimindeki artış azaltılarak çıkış gerilimini sabit bir noktada tutmak mümkün olmuştur. Çıkış geriliminde azalma olduğu zaman da aynı şekilde (artış ve düşüşler yer değiştirerek) regülasyon işlemi gerçekleştirilecektir. 32

33 2.5.2 Seri Gerilim egülatörleri Seri gerilim regülatörlerinde, regülasyon transistörü yüke seri bağlanır. Çıkış gerilimi 0, zener gerilimi ( Z ) ile transistörün baz-emiter gerilimi ( BE ) farkına eşittir. Şekil 2.0'da seri regülatör devresi görülmektedir. I IN I 0 S C IN I B 0 C 2 Z I Z Şekil 2.0 Seri Gerilim egülatörü Devresi Çıkış gerilimi; 0 = Z +(- BE ) Çıkış yük akımı ise, seçilen transistörün baz akımını sağlayabilmesi şartı ile; I 0max =ß(I Zmax -I Zmin ) Burada transistörün kaldırabileceği maksimum güç kaybı da dikkate alınmalıdır. S direncinin bu durumda değeri; S I I IN Z ; burada Z B max I B max I I 0 max( C max) Önceki bölümlerde anlatılan gerilim regülatörleri uygulamada bu halleri ile yeterli değillerdir. Bu devrelerde çıkış geriliminin değeri kullanılan elemanların toleranslarına bağlıdır. Bu ise bir dezavantajdır. Uygulamada; çıkış geriliminin istenilen değere ayarlanabilmesi, yüksek akım verebilmesi ve aşırı akım koruması gibi özellikler iyi bir güç kaynağından istenilen özelliklerdir Bu devrede gerilim regülasyonu nasıl sağlanır? 0 Z BE Çıkış gerilimi 0 ın arttığını düşünelim. 0 arttığı zaman, yukarıdaki formül gereği BE azalacaktır ( Z her zaman sabit olduğundan). Bu azalışın anlamı, transistorün iletim düzeyinin azalması demektir (kesime gitmesi değil, ilet, düzeyinin azalması). Bu durumu şu şekilde özetleyebiliriz: 33

34 0, BE, I B, I C =I IN, I 0, 0 Denge Çıkış gerilimindeki artış, BE geriliminin azalmasına, bu da baz akımının ve dolayısıyla kollektör akımının azalmasına; sonuçta çıkış akımının ve dolayısıyla da çıkış geriliminin azalmasına neden olmuştur. Yani özetle bu regülatör devresi ile çıkış gerilimindeki artış azaltılarak sabit bir noktada tutulmuştur. Çıkış geriliminde azalma olduğu zaman da aynı şekilde (artış ve düşüşler yer değiştirerek) regülasyon işlemi gerçekleştirilecektir Çıkışı Ayarlanabilen Seri Gerilim egülatörleri Şekil 2.'de, yukarıda sıralanan özelliklerden bazılarına cevap verebilen bir regülatör devresi çizilmiştir. Görüldüğü gibi bu devrede üç adet transistör kullanılmıştır. Çıkış yük akımı Q3 transistörü üzerinden alınmaktadır. Q2 transistörü ise Q3'ü sürmek amacıyla kullanılarak (Darlington montajı) 'ya aşırı bağımlılık yok edilmiştir. I IN Q 3 I 0 Q 2 3 I IN 2 0 Q 4 Z 5 Şekil 2. Çıkışı Ayarlanabilen Kararlı Gerilim egülatörü Devrenin analizine gelince; toprağa göre Q transistörünün kollektöründeki gerilim CEQ ; CEQ = 0 -z+ BEQ3 + BEQ2 CEQ geriliminin değeri, Z gerilimine bağlı olarak en az 2 volt olmalıdır. Böylece en küçük çıkış gerilimi belirlenmiştir. Örneğin Z =5.6 volt kullanılırsa; 0min =z+ CEQ -( BEQ2 + BEQ3 ) 34

35 0min =5.6+2-( ) =6.4 Dolayısıyla bu devreden en az 6.4 çıkış gerilimi elde ederiz. Daha küçük çıkış gerilimi elde etmemiz mümkün değildir. Q3 transistöründe harcanabilecek maksimum güç P Q3 ; PQ 3 ( 0max 0 min ). IL max Devrede giriş gerilimi i, ayarlanabilecek çıkış gerilimi 0 'dan daha büyük olmalıdır. Örneğin çıkış geriliminin maksimum değeri 24 volt, minimum değeri 6 ve akımı ise 0.5 A olsun. Bu durumda P Q3 transistöründe harcanacak maksimum güç; PQ 3 ). ( 0max 0 min IL max = (24-6)x0.5 = 9 W Kullanılacak transistör, bu güce dayanabilecek güçte seçilmelidir. Devredeki diğer elemanların analizine gelince: Önce devrede kullanılan 3, 4, 5 gerilim bölücü dirençlerinin değerleri bulunur. Bunun için önce Q'in baz akımını bulmamız gerekir. BC07 transistörü kullandığımızı varsayarsak katalogdan bu transistörün baz akımı I Bmax =00 μa bulunur. Devredeki direnç değerleri, ilgili akım ve gerilim denklemleri kurulduğunda şu şekilde elde edilir: max =20 k, 2 =680, 3 =560, 4 = Aşırı Akım Koruması egüleli gerilim kaynaklarından istenen bir diğer özellik ise aşırı akım korumasıdır. egüleli bir akım kaynağının çıkışından aşırı akım çekildiğinde veya kısa devre olduğunda regüle devresinin ve güç kaynağının zarar görmemesi için aşırı akım koruma devresi eklenir. Şekil 2.2'de böyle bir devre verilmiştir. Bu devrede, Şekil 2.'deki devreye ilave olarak 6 ve Q4 transistörü ilave edilmiştir. Devrenin diğer kısımları aynıdır. Bu yeni elemanlar bize iki seçenek sunarlar: ) Çıkış akımı I 0 önceden belirlenen bir akım değerinde sınırlanır. 2) Çıkış akımı I 0 önceden belirlenen bir değeri aşarsa çıkış gerilimi sıfıra indirilir. 35

36 I IN Q 3 6 I 0 I IN Q 2 2 Q Q 4 Z 5 Şekil 2.2 Aşırı Akım Korumasının Gerçekleştirilmesi Devrenin çalışması kısaca şöyledir: Çıkıştan alınan I 0 akımı, 6 direnci ve Q3 transistörü üzerinden geçer. Bu anda I 0 akımı 6 direnci üzerinde bir gerilim düşümüne neden olur. 6 üzerine düşen gerilim, Q4 transistörünün baz-emiter gerilimine ulaştığında Q4 iletime geçer ve Q3 transistörünün baz gerilimini sınırlar. Böylece akım sabit bir değerde kalır ve aşağıdaki gibi hesaplanır. I 0 max BE Böylece 6 direncini istediğimiz değere ayarlayarak akım sınırlaması yapabiliriz. Aşırı akım ve kısa devre korumasında diğer elektronik devre elemanlarından da yararlanılabilir (SC, Opamp, Flipflop gibi). Bu tercihe bağlıdır Komple güç kaynağı: Bir komple güç kaynağı devresi Şekil 2.3 de gösterilmektedir. Şekil 2.3 Komple güç kaynağı devresi 36

37 egülatörün L deki değişmelere karşı duyarlılığını artırmak için Darlington devresi konmuştur. Şekilde gösterildiği gibi güç kaynağının bir bölümü ön regülatör devresi gibi davranmaktadır. I C3 egülatörün L deki değişmelere karşı duyarlılığını daha da artırmak için bir fark yükselteç devresi kullanılmıştır. Çıkıştaki 0 F lık kapasite besleme gerilimini daha iyi filtrelemek amacıyla kullanılmıştır. Z LİNEE TÜM DEE GEİLİM EGÜLATÖLEİ Lineer tümdevre gerilim regülatörleri; ayrık elemanlarla oluşturulan regülatörlere göre hem daha ekonomik, hem de daha işlevseldirler. Bu tür regülatörler genellikle seri gerilim regülatörü gibi düşünebilir. Lineer tümdevre gerilim regülatörleri; genellikle çıkış gerilimleri (sabit/ayarlı) kutuplama yönleri (pozitif/negatif) dikkate alınarak kendi aralarında sınıflandırılabilir. Sabit gerilim çıkışlı (pozitif/negatif) Ayarlanabilir gerilim çıkışlı (pozitif/negatif) DC gerilimi, tüm etkilere karşı kararlı (regüleli) hale getirebilmek için regüle işleminin önemli olduğunu biliyoruz. egüle işlemi ise regülatör devreleri kullanılarak gerçekleştirilmektedir. Bir önceki bölümde; aktif ve pasif devre elemanları kullanarak regülatör yapımını gerçekleştirdik. Gelişen elektronik teknolojisi tek bir tümdevre (chip, ICs) içerisinde gerilim regülatörü üretimine imkan sağlamıştır. Günümüzde tek bir tümdevre içerisinde yüzlerce farklı tip ve özellikte gerilim regülatörü üretimi yapılmaktadır. Bu bölümde elektronik piyasasında yaygın olarak kullanılan birkaç farklı tip tümdevre gerilim regülatörünün tanıtımı yapılacak ve uygulama örnekleri verilecektir Sabit Gerilim Çıkışlı Lineer Tümdevreler Tümdevre imalatçıları, çeşitli sabit gerilim değerlerinde regüleli çıkış gerilimi verebilen tümdevreler üreterek kullanıcıya sunmuşlardır. Sabit gerilim regülatörleri genellikle üç uçlu imal edilirler. Küçük boyutlu, kolay kullanımlı ve oldukça ucuzdurlar. Bu tür gerilim regülatörleri kendi aralarında pozitif ve negatif olmak üzere iki gruba ayrılırlar. Tablo 2. de oldukça sık kullanılan; üç terminalli, sabit çıkışlı pozitif gerilim regülatörlerinin bazı önemli özellikleri verilmiştir. 78 li sayılarla kodlanan gerilim regülatörlerinde ilk iki rakam (78) regülatör tipini sonraki harf çıkış akımını, son rakamlar ise çıkış gerilimi değerini verir. Örneğin 7805 ile kodlanmış bir regülatör; +5 çıkış gerilimi ve A çıkış akımına sahiptir. 37

38 Tablo 2. Tümdevreli Pozitif Gerilim egülatörleri 78M5 şeklinde kodlanmış bir gerilim regülatörü ise +5 çıkış gerilimine ve 500 ma çıkış akımına sahiptir. Pozitif veya negatif sabit gerilim regülatörleri kullanarak regülatör yapmak için Tablo 2. de belirtilen sınır değerlere uymak gerekir. Örneğin; tümdevre gerilim regülatörünün girişine uygulanacak regülesiz gerilim değeri, regülatör geriliminden en az 2 daha büyük olmalıdır. Tümdevre gerilim regülatörlerinin pek çoğunun çıkışları ısıl korumalıdır. Çıkıştan aşırı akım çekildiğinde ısıl duyarlı koruma devresi etkinleşerek tümdevreyi aşırı akıma karşı korur. Pozitif sabit gerilim regülatörlerinin terminal bağlantıları ve kılıf tipleri ise Şekil 2.4 de verilmiştir. Şekil 2.4 Tümdevre pozitif gerilim regülatörlerinin kılıf tipleri ve pin bağlantıları Negatif çıkışlı sabit gerilim regülatörleri ise 79 lu sayılarla (792, 79L5, 79M09 v.b gibi) kodlanırlar. Tablo 2.2 de ise negatif gerilim regülatörleri özellikleri ile birlikte verilmiştir. Tümdevreli negatif gerilim regülatörlerinin kılıf tipleri ve terminal bağlantıları Şekil 2.5 de verilmiştir. Negatif gerilim regülatörlerinin terminal bağlantıları, pozitif regülatörlerden farklıdır. Bu duruma devre tasarımı ve montajında dikkat edilmelidir. 38

39 Tablo 2.2 Tümdevreli Pozitif Gerilim egülatörleri Şekil 2.5 Tümdevre negatif gerilim regülatörlerinin kılıf tipleri ve pin bağlantıları 2.7 PATİK EGÜLELİ ve TÜM DEELİ GÜÇ KAYNAKLAI: Üç uçlu sabit pozitif gerilim regülatörü ile yapılan temel uygulama devresi Şekil 2.6 da çizilmiştir. Bu bağlantı tipiyle yapılan devre montajında; doğrultucu, regülatör ve beslenecek devre birbirlerine yakın iseler, C ve C 2 kondansatörlerine gereksinim olmaz. Ancak bağlantı kablolarının boyları birkaç santimden uzun olduğunda yüksek frekanslarda titreşimi önlemek için bu kondansatörler mutlaka kullanılır. C 2 kondansatörü ayrıca çıkış geriliminin kararlılığını sağlamada ve regülasyon hızını iyileştirmede kullanılmaktadır. - Sabit gerilim regülatörleri: 39

40 Şekil 2.6 Üç uçlu pozitif gerilim regülatörünün temel bağlantı şeması ÖNEK: Aşağıdaki devrede LM7805 entegresi kullanılarak 5 luk sabit çıkış gerilimi elde edilmektedir. Buna göre, bu DC güç kaynağı devresinin çalışmasını a) 50 ma ve b) 300 ma lik yük akımlarında inceleyiniz. Not: 7805 elemanının özelliklerinde, şebeke regülasyonunu korumak için kabul edilebilir giriş gerilimi 7.3 olarak verilmiştir. LM 7805 C = 250 µf C 2 = 0 00 pf ÇÖZÜM: r (p-p) Tam dalga ve küçük yüklerde dalgalılık gerilimi ( r ) aşağıdaki formülle verilebilir: 2.88I dc r ( rms) C 2.88 C L dc Burada I DC miliamper, C mikrofarad ve L kohm dur. Buna göre yukarıdaki örneğimize dönecek olursak: 2.88I dc 2.88(50) a) r ( tepe) 2r ( rms) C

41 250 F lık filtreleme kapasitesi üzerindeki DC gerilim: DC = m - r (tepe)= = 2.56 Giriş, bu DC gerilim civarında dalgalanacağı için minimum giriş gerilimi aşağıdaki değere kadar düşebilir: giriş (min)= m -2 r (tepe)=5 2(2.44) = 0.2 Bu değer 7.3 anma değerinin üzerinde olduğu için çıkış gerilimi +5 düzeyinde kalacaktır. b) Yukarıdaki hesaplamalar I L =300 ma için yapıldığı zaman : giriş (min)= m -2 r (tepe)=5 2(4,88) = 5,24 bulunacaktır. Bu ise kabul edilebilir minimum giriş gerilimi olan 7.3 un altındadır. egülasyon, 50 ma in altındaki yük akımlarında korunurken, 300 ma in üstündeki yük akımlarında gerçekleşmez. - Aşırı akım korumalı yüksek çıkış akımlı regülatör devresi: Sabit gerilim regülatörlerinin çıkış akımları istenirse yükseltilebilir (Şekil 2.7). 2 I L Q in egülesiz DC gerilim Q 2 C = 330 nf LM78x x C 2 = 00 nf 0 Şekil 2.7 Aşırı akım korumalı yüksek çıkış akımlı regülatör devresi Bu devrede regülatörün çıkış akımını artırmak için tümdevreye bir PNP güç transistörü (Q) bağlanmıştır. Devrede direnci ve LM78XX den akan yük akımı (I L ), üzerinde Q transistörünü süren bir gerilim düşümü oluşturur. LM.. den akan akım ne kadar büyükse deki gerilim düşümü ve Q den akan akım da o kadar büyük olur. Bu durumda I L akımı, LM.. ve transistör üzerinde ikiye bölünür. Böylece, devrenin çıkış akımı LM.. ye zarar vermeden yükseltilmiş olur. Devre çıkışından transistörün gücüne bağlı olarak yüksek akımlar alınabilir. Çıkış gerilimi sabittir. LM.. entegresi içten aşırı akıma karşı korumalı olmakla birlikte Q transistörünü de aşırı akıma karşı korumak için devreye Q2 transistörü ile 2 direnci bağlanmıştır. Devrede 2 üzerinden geçen yük akımı (I L ), 2 üzerinde bir gerilim düşümüne neden olur. Bu gerilim değeri Q2 transistörünün eşik gerilimi ( BE =0.6 ) değerine ulaştığında Q2 iletime geçer, Q ise kesime gider. Dolayısıyla LM entegresi ve Q transistörü aşırı akımdan korunmuş olur. 4

42 Devrede aşırı akım koruması 2 direnci ile sağlandığından değeri uygun bir biçimde seçilmelidir. 2 I BE L max 0.6 I max - Ayarlı gerilim regülatörleri Sabit gerilim regülatörlerinin çıkış gerilimleri istenirse ayarlanarak istenilen değerlerde çıkış gerilimi vermesi sağlanabilir. Çıkış gerilimi istenilen bir değere ayarlanabilen bir devre örneği Şekil 2.8'de verilmiştir. Şekil 2.8 Çıkış Gerilimi Ayarlanabilen egülatör Devresi Bu devrede tümdevre çıkışına ve 2 dirençleri bağlanmıştır. egülatörün çıkış gerilimi 0 ; 0 EG 2 I Q formülü ile bulunur. Formülde kullanılan I Q akımı, 2 direncinden akan sükünet akımıdır ve değeri 5 ma ile 0 ma arasında değişir. Devrenin çıkış geriliminin dalgalılık oranı oldukça büyüktür. Dalgalılık oranını azaltmak amacı ile çıkışa 00 µf lık bir kondansatör bağlanmıştır. Çıkış dalgalılık oranı buna rağmen ancak 20 m a kadar düşürülebilmiştir. Şekil 2.9 da ayarlanabilir çıkış veren pozitif ve negatif gerilim regülatörleri verilmiştir. Her iki devrede de çıkış gerilimi 2 ayarlı direnci tarafından ayarlanmaktadır. 2 değerine bağlı olarak çıkış geriliminin alabileceği gerilim değerleri ise tablo olarak verilmiştir. 42

43 Şekil 2.9 Ayarlanabilir pozitif ve negatif gerilim regülatörleri NOT: LM serisi ile gerçekleştirilen negatif gerilim regülatörlerinin de devre bağlantı şemaları pozitif gerilim regülatörleri ile aynıdır. - Simetrik çıkışlı sabit gerilim regülatörleri Pozitif ve negatif gerilim regülatörleri birlikte kullanılarak simetrik çıkışlı sabit gerilim regülatörleri yapılabilir. Şekil 2.20 de böyle bir devre verilmektedir. Bu tip regüleli gerilim kaynakları yapılırken kondansatörlerin polaritelerine ve tümdevre bacak bağlantılarına dikkat edilmelidir. Şekil 2.20 Sabit Simetrik çıkışlı regüleli güç kaynağı 43

44 2.8 ANAHTALAMALI GEİLİM EGÜLATÖLEİ (SWITCHING OLTAGE EGULATOS) Kullanım alanı ve önemine bağlı olarak çeşitli tiplerde güç kaynağı ya da dc besleme kaynaklarının tasarımı yapılmaktadır. DC güç kaynakları genel olarak; regülesiz, regüleli ve anahtarlamalı olarak başlıca üç ana kategoride sınıflandırılır. Düşük güçlü dc güç kaynaklarının tasarımında genellikle lineer (doğrusal) tümdevre gerilim regülatörleri tercih edilmektedir. Tercih nedeni olarak; basit yapıları, yük değişimlerine hızlı cevap vermeleri, gürültüsüz çalışmaları ve düşük maliyetleri gibi etkenleri sıralayabiliriz. Fakat bu tip regülatörlerde verim çok düşük ve güç kaybı fazladır. Yüksek güçlü dc kaynakların tasarımında verimleri çok daha fazla olan anahtarlamalı gerilim regülatörleri (switching regulators) kullanılmaktadır. Anahtarlamalı gerilim regülatörlerinin kullanım alanları teknolojik gelişmelere paralel olarak son yıllarda oldukça artmıştır. Güç kaynaklarının tasarımında dikkat edilmesi gereken önemli faktörlerden birisi verimliliktir. Doğrusal (lineer) tümdevre gerilim regülatörlerinde verimlilik oldukça düşüktür ve yaklaşık olarak %25 ile %60 lar seviyesindedir. Bu durumda ac den dc ye dönüştürme işleminde yaklaşık olarak %50 ler seviyesinde bir enerji kaybı söz konusudur. Düşük güçlü (0 W altı) dc güç kaynaklarının tasarımında önemsenmeyecek boyutlarda olan bu kayıp özellikle yüksek güçlerde sorunlara neden olmaktadır. Doğrusal (lineer) bir regülatörde güç kaybı yaklaşık olarak şu formülle ifade edilir: P EG = ( İ 0 ) I L CE I C Dolayısıyla kayıpların tümüne yakını kontrol elemanı olarak kullanılan ve aktif bölgede çalıştırılan transistör üzerinde oluşmaktadır. Anahtarlamalı Gerilim egülatörlerinin avantajları: Anahtarlamalı güç kaynaklarının verimleri diğer güç kaynaklarına nazaran oldukça yüksektir. Anahtarlamalı gerilim regülatörlerinin çalışma frekansları şehir şebekesinden çok yüksektir (khz). Bu nedenle tasarımlarında kullanılan bobin ve transformatör v.b gibi devre elemanlarının fiziksel boyutları oldukça küçüktür. Doğrusal regülatörlerde; regülesiz giriş gerilimi daima çıkış geriliminden büyük olmalıdır. Anahtarlamalı regülatörlerde ise çıkış gerilimi girişten büyük yapılabilmektedir. Anahtarlamalı gerilim regülatörlerinde birden fazla çıkış elde edilebilmekte ve çıkış geriliminin kutupları değiştirilebilmektedir. Bu özellik doğrusal regülatörlerde söz konusu değildir. 44

45 Anahtarlamalı Gerilim egülatörlerinin dezavantajları: Yapıları doğrusal (lineer) regülatörlere göre daha karmaşıktır. Bu nedenle tasarımları zor ve maliyetleri yüksek olup düşük güçler için kullanımı ve tasarımı pek tercih edilmez. Yüksek güçlü dc kaynakların tasarımında ise anahtarlamalı gerilim regülatörü kullanmak neredeyse zorunluluktur. Çıkış gürültü seviyeleri ve dalgalılık oranları daha yüksektir. İlave filtre devreleri kullanımına gereksinim duyulur. Bu durum maliyeti artırır. Yük akımlarında ve giriş gerilimlerinde meydana gelen değişimleri algılama ve tepki verme süreleri daha uzundur. Anahtarlamalı gerilim regülatörleri yapılarından dolayı, elektromanyetik ve radyo frekanslı (EMI-FI) girişimlere sebep olurlar. Bu nedenle özel filtre devrelerine ve ekranlama işlemine gereksinim duyarlar Anahtarlamalı Gerilim egülatörünün çalışma prensibi: Anahtarlamalı gerilim regülatörünün temel çalışma prensibi, girişine uygulanan dc işaretin yüksek frekanslarda anahtarlanarak çıkışa aktarılmasına dayanmaktadır. Bu işlem için giriş gerilimi kıyılmakta ve darbe-periyot oranı değiştirilmektedir. Kısaca darbe genişliği modülasyonu (Pulse Width Modulation=PWM) yapılmaktadır. Bu işlem; regülatör çıkışını giriş geriliminde oluşan değişimlerden bağımsız hale getirir. Ayrıca devrede kullanılan elemanlar (yarıiletkenler) kesim/doyum modunda anahtarlamalı olarak çalıştıkları için güç kayıpları minimumdur. Anahtarlamalı bir güç kaynağının blok olarak temel yapısı Şekil 2.2 de verilmiştir. Şekil 2.2 Anahtarlamalı DC gerilim regülatörünün blok diyagramı 45

46 Blok diyagramı verilen anahtarlamalı gerilim regülatörünün temel çalışma ilkelerinden olan darbe genişliği modülasyonunun (PWM) temel prensibi ise Şekil 2.22 de gösterilmiştir. Şekil 2.22 Anahtarlamalı dc gerilim regülatöründe dalga biçimleri Anahtarlamalı gerilim regülatörünün blok diyagramının da görüldüğü gibi hata amplifikatörünün eviren girişindeki gerilim ( M ), geri beslemeden dolayı;. H 0 2 Opamp ın ideal olduğu kabul edilirse (eviren ve evirmeyen girişleri arasında gerilim farkı yoktur), evirmeyen girişteki EF değeri; H 0. 0 L EF. 2 2 Elde edilen çıkış geriliminin devre giriş gerilimi İ den ve yük akımı I L den bağımsız olduğu görülmektedir. Devrede 2 =2 ve EF =0 olarak seçilirse, devrenin çıkış gerilimi 0 ; EF