T.C. SÜLEYMAN DEMİREL ÜNİVERSİTESİ FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ

Transkript

1 T.C. SÜLEYMAN DEMİREL ÜNİVERSİTESİ FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ 2.4 GHZ ISM BANDI KABLOSUZ HABERLEŞME SİSTEMLERİ İÇİN AKTİF KUTUPLAMALI GÜÇ YÜKSELTECİ TASARIMI, SAYISAL SİMÜLASYONU VE GERÇEKLENMESİ Emre DÖNE Danışman: Doç. Dr. Adnan KAYA YÜKSEK LİSANS TEZİ ELEKTRONİK VE HABERLEŞME MÜHENDİSLİĞİ ANABİLİM DALI ISPARTA 2012

2 TEZ ONAYI Emre DÖNE tarafından hazırlanan 2.4 GHz ISM Bandı Kablosuz Haberleşme Sistemleri İçin Aktif Kutuplamalı Güç Yükselteci Tasarımı, Sayısal Simülasyonu ve Gerçeklenmesi adlı tez çalışması aşağıdaki jüri tarafından oy birliği / oy çokluğu ile Süleyman Demirel Üniversitesi Elektronik ve Haberleşme Mühendisliği Anabilim Dalı nda YÜKSEK LİSANS TEZİ olarak kabul edilmiştir. Danışman : Doç. Dr. Adnan KAYA Süleyman Demirel Üniversitesi Elektronik ve Haberleşme Mühendisliği A.B.D Jüri Üyeleri :Yrd. Doç. Dr. M. Fatih ÇAĞLAR Süleyman Demirel Üniversitesi Elektronik ve Haberleşme Mühendisliği A.B.D Jüri Üyeleri :Yrd. Doç. Dr. Mesud KAHRİMAN Süleyman Demirel Üniversitesi Elektronik ve Haberleşme Mühendisliği A.B.D Prof. Dr. Mehmet Cengiz KAYACAN Enstitü Müdürü Not: Bu tezde kullanılan özgün ve başka kaynaktan yapılan bildirişlerin, çizelge, şekil ve fotoğrafların kaynak gösterilmeden kullanımı, 5846 sayılı Fikir ve Sanat Eserleri Kanunundaki hükümlere tabidir.

3 İÇİNDEKİLER Sayfa İÇİNDEKİLER... i ÖZET...iii ABSTRACT... iv TEŞEKKÜR... v ŞEKİLLER DİZİNİ... vi ÇİZELGELER DİZİNİ... ix SİMGELER DİZİNİ... x 1.GİRİŞ KAYNAK ÖZETLERİ MATERYAL VE YÖNTEM Materyal ISM bandı kablosuz ortam iletişimi ISM bandı için kablosuz LAN Büyüklüklerine göre kablosuz ağlar Kablosuz LAN standartları RF sistemlerde ön uç (front end) ve arka uç (back end) modüller RF güç yükselteçlerinde bağlantı çeşitleri Çok katlı RF yükselteçler Çok katlı RF yükselteçlerde kuplaj Üç katlı RF yükseltecinin küçük sinyal modeli ve yükselteç katları Güç yükselteçlerinde kutuplama yöntemleri Pasif kutuplama Aktif kutuplama RF Güç yükselteçlerinde A sınıfı çalışma ve diğer çalışma sınıfları RF Güç yükselteci tasarımı ve performans parametreleri Güç yükselteçlerinde küçük sinyal karakteristiği ve empedans Güç yükselteçlerinde geniş sinyal karakteristiği ve Statz modeli Güç yükselteçlerinde kazanç Güç yükselteçlerinde kararlılık Güç yükselteçlerinde dönüş kaybı (RL) ve duran dalga oranı (VSWR)...48 i

4 Güç yükselteçlerinde bozulma Güç yükselteçlerinde IMD ve IP2,IP Güç yükselteçlerinde gürültü Güç yükselteçlerinde doğrusallık Güç yükselteçlerinde verim Güç yükselteçlerinde giriş-çıkış empedans uyumlandırma EVM (error vektor magnitude) ACPR (adjacent channel power ratio) Yöntem Aktif kutuplamalı güç yükselteci tasarımı ARAŞTIRMA BULGULARI VE TARTIŞMA Laboratuartestsistemi Güç yükselteci performans testleri ve karşılaştırmaları Güç yükselteci performans ölçüm düzeneği Güç yükselteci simülasyonları ve sonuçları Bulgular Sistem uygulaması SONUÇ KAYNAKLAR EKLER ÖZGEÇMİŞ ii

5 ÖZET Yüksek Lisans Tezi 2.4 GHZ ISM BANDI KABLOSUZ HABERLEŞME SİSTEMLERİ İÇİN AKTİF KUTUPLAMALI GÜÇ YÜKSELTECİ TASARIMI, SAYISAL SİMÜLASYONU VE GERÇEKLENMESİ Emre DÖNE Süleyman Demirel Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü Elektronik ve Haberleşme Mühendisliği Anabilim Dalı Danışman: Doç. Dr. Adnan KAYA Bu tez çalışmasında, ISM bandı kablosuz haberleşme alıcı verici sistemleri ile uyumlu olabilecek güç yükselteci üretilmesi amaçlanmıştır. Güç yükseltici 2.4 GHz frekans bandında güç ihtiyacını karşılamak amacıyla 3 katlı olarak tasarlanmış ve gerçeklenmiştir. Güç yükselteci tasarımı iki aşamadan oluşmaktadır. İlk aşamada iki besleme kaynağı kullanılmıştır. İkinci aşamada ise negatif besleme kaynağı kaldırılıp transistörlerden oluşan aktif kutuplama katı ilave edilmiştir. Birinci bölümde güç yükselteçleri hakkında genel bilgiler verilmiştir. İkinci bölümde tez çalışmasında ve güç yükselteci tasarımında yararlanılan kaynakların özet bilgileri yer almaktadır. Üçüncü bölümde kablosuz haberleşme ortamları, güç yükselteçleri tasarım aşamaları, metotları, performans kriterleri hakkında literatür bilgileri verilmiştir. Dördüncü bölümde tasarımı tamamlanan güç yükselteçlerinin simülasyonları ve ölçümleri yapılmış elde edilen veriler karşılaştırılmıştır. Ayrıca gerçeklenimi yapılan güç yükselteciyle sistem uygulaması yapılmıştır. Beşinci bölümde ise simülasyon ve ölçüm sonuçları ışığında güç yükselteci çalışması irdelenmiş ve öneriler sunulmuştur. Simülasyon ve ölçüm sonuçları ile geliştirilen aktif ve pasif elemanlar RF ön uç yapı şeklinde birleştirilmiştir. Mikroşerit yapıların analizi ve değerlendirmesinde ve aktif elemanlar ile devre tasarımında Microwave Office program paketinden faydalanılmıştır. Spektrum analizörü ve mikrodalga ekipmanları kullanılarak alınan ölçüm sonuçları, gerçeklenen aktif kutuplamalı güç yükseltecinin, b/g standartları çerçevesinde GHz frekans bandında çalışmakta olduğunu göstermektedir. Anahtar Kelimeler: Aktif kutuplama, güç yükselteci, çok katlı yükseltici, A sınıfı çalışma, ISM Bandı alıcı verici, WLAN, PA. 2012, 132 sayfa iii

6 ABSTRACT M.Sc. Thesis THE DESIGN, NUMERICAL SIMULATION AND REALIZATION OF AMPLIFIER-TYPE ACTIVE MICROSTRIP ANTENNA FOR WIRELESS DATA COMMUNICATION IN 2.4 GHZ ISM BAND Emre DÖNE Süleyman Demirel University Graduate School of Applied and Natural Sciences Department of Electronic and Communication Engineering Supervisor: Assoc.Prof.Dr. Adnan KAYA In this thesis, it has been aimed to produce an amplifier module compatible with ISM Band wireless communication receiver transciever systems. Power amplifier has been designed and implemented as 3 stage in 2.4 GHz. Power amplifier design consists of two process. At first has used two power supply. At second process negative power supply has removed and then active biasing stage consists of transistors has replaced. The first section is an overview of the power amplifiers. The second part thesis and summary information is useful sources for the design of the power amplifier. The third section, the wireless communication environments, the power amplifier stages of design, methods, performance criteria are given information about the literature. The fourth section, finished design, simulations and measurements made of the power amplifers and compared the data obtained. In addition to the implementation of the power system application was made yükselteciyle. The fifth section, simulation and measurement results of the study were examined, and recommendations presented in light of the power amplifier. Simulation and measurement results with the developed active and passive elements are combined in the form of RF front-end structure. In the analysis and evaluation of microstrip structures and in the circuit design with active elements, The Microwave Office package programme was used. The measurement results obtained through the use of spectrum analyzer and microwave equipment indicate that the realized power amplifer with acitve biasing module operates in GHz frequency band in the frame of b/g standards. Key words: Active biasing, power amplifier, multistage amplifier, Class A, ISM Band transceiver, WLAN, PA. 2012, 132 pages iv

7 TEŞEKKÜR Bu araştırma için beni yönlendiren, karşılaştığım zorlukları bilgi ve tecrübesi ile aşmamda yardımcı olan değerli Danışman Hocam Doç. Dr. Adnan KAYA ya sonsuz saygı ve teşekkürlerimi sunarım. Tez çalışması sırasında sorularımı çekinmeden sorabildiğim ve fikir alışverişinde bulunduğum arkadaşım Hüseyin ÇARK a teşekkür ederim. Tüm çalışmalarımda beni motive eden ve her an desteklerini yanımda hissettiğim aileme sonsuz sevgi ve saygılarımı sunarım. Emre DÖNE ISPARTA, 2012 v

8 ŞEKİLLER DİZİNİ Şekil 3.1. Kablosuz ortam alıcı verici blok diyagramı... 8 Şekil 3.2.Kablolu LAN ağlarla kablosuz LAN ağların karşılaştırılması Şekil 3.3.Büyüklüklerine göre kablosuz ağlar Şekil 3.4. RF sistemlerde ön uç (front end) ve arka uç (back end) blok şeması Şekil 3.5.(a)Ortak emiter (b)ortak kollektör (c)ortak beyz devresi Şekil 3.6. Tek katlı yükseltecin kaynak ile yük arasındaki dönüştürücünün lineer modeli Şekil 3.7. Katlar arası XC blok şeması Şekil 3.8.Üç katlı yükselteç devre örneği Şekil 3.9.Üç katlı yükseltecin katları ve katların küçük sinyal modeli Şekil 3.10.Fet pasif kutuplama devresi (gerilim bölücü) Şekil 3.11.Kutuplama devresiz A sınıfı yükselteç Şekil A sınıfı aktif kutuplama devresi Şekil A sınıfı aktif kutuplamalı yükselteç devresi Şekil (a)a sınıfı (b)b sınıfı (c)c ısnıfı (d)ab sınıfı yükselteçlerin çıkış dalga formları Şekil Farklı sınıflar için DC operasyon noktası (Q noktası) Şekil Fet/BJT küçük sinyal modeli Şekil GaAs Fet geniş sinyal eşdeğer devresi Şekil Statz modeli eşdeğer devresi Şekil Yük empedans ve kaynak ile iki portlu network Şekil 3.20.İki portlu sistem blok şeması Şekil Smith abağında kararlılık çemberinin kurulumu a) Γ L değer bölgesi b) Γ S değer bölgesi...47 Şekil Return loss, VSWR ve yansıma katsayısı arasındaki ilişki Şekil Genlik distorsiyonu (a)kutuplama hatası (b)aşırı yükseltme Şekil Frekans distorsiyonu Şekil Faz distorsiyonu Şekil IP3 parametresinin oluşumu Şekil Giriş sinyali ve harmonik sinyali vi

9 Şekil IMD 2. ve 3. dereceden bileşenleri Şekil Giriş ve çıkış empedans uyumlandırma blok şeması Şekil (a)(b) L uyumlandırma devre blok gösterimi Şekil EVM gösterimi Şekil ACPR gösterimi Şekil (a) Çift beslemeli (b) Aktif Kutuplamalı PA devresi (c) Çift beslemeli (d) Aktif kutuplamalı PA layout Şekil Aktif kutuplamalı PA AWR gösterimi Şekil (a)çift beslemeli PA (b)aktif kutuplamalı PA Şekil Aktif kutuplama katı AWR gösterimi Şekil 4.1. Elektronik Haberleşme Mühendisliği Mikrodalga Laboratuarı (a)kullanılan ekipmanlar (b) Lehim istasyonu (c) Spectrum analizörü (d) 2.4 GHz sinyal jeneratörü Şekil 4.2. Yönlü küplör (a) Port gösterimi (b) Görüntüsü Şekil 4.3. Varikaplı uyumlandırma (a) Devre şeması (b) Devre resmi Şekil 4.4. (a)çift beslemeli güç yükselteci empedansı (b)aktif kutuplamalı güç yükselteci empedansı Şekil 4.5. (a) Çift beslemeli PA (b) Aktif kutuplamalı PA kazanç grafikleri Şekil 4.6. Çift beslemeli PA ve aktif kutuplamalı PA kararlılık grafikleri Şekil 4.7. (a) Çift beslemeli PA dönüş kaybı grafiği (b)aktif kutuplamalı PA dönüş kaybı grafiği Şekil 4.8. (a) Çift beslemeli ve aktif kutuplamalı PA gürültü faktörü (b) Çift beslemeli ve aktif kutuplamalı PA gürültü şekli Şekil 4.9.(a) Güç verimliliği (PAE) (b) CLY5 akım-gerilim karakteristiği Şekil (a) Çift besleme PA (b) Aktif kutuplamalı PA VSWR grafiği Şekil Giriş katı (a) Gürültü (b)kazanç grafiği Şekil Sürücü katı (a) Gürültü (b)kazanç grafiği Şekil Çıkış katı (a)gürültü (b)kazanç grafiği Şekil Sürücü katı L uyumlandırmadan (a)önceki (b) Sonraki kazanç grafiği.. 84 Şekil Güç katının L uyumlandırmadan (a)önceki kazanç (b)sonraki kazanç grafiği vii

10 Şekil Kuplaj kondansatörün (Cc) Aktif Kutuplamalı PA parametreleri (a) NF, (b) S11, (c) S21 üzerine etkisi Şekil (a)(b) Aktif Kutuplamalı PA 1dB bastırma noktası grafiği Şekil Aktif Kutuplamalı PA güç spektrum grafiği (a) Pin = -10dBm (b)pin=2dbm Şekil Aktif kutuplamalı PA (a)gerilim (b)akım grafikleri Şekil EVM simülasyon test düzeneği Şekil Aktif kutuplamalı PA EVM simülasyon (a)görüntüsü (b)değeri Şekil ACPR simülasyon ölçüm test düzeneği Şekil Aktif kutuplamalı PA ACPR simülasyon görüntüsü Şekil (a) Çift beslemeli PA devresi (b) Çift beslemeli PA layout (c) Çift beslemeli PA Şekil Çift beslemeli PA S11 Grafiği Şekil Çift beslemeli PA S21 ölçüm grafiği Şekil Çift beslemeli PA S22 ölçüm grafiği Şekil (a) Aktif kutuplamalı güç yükseltici devresi (b) Aktif kutuplamalı güç yükseltici layout (c) Aktif kutuplamalı güç yükseltici Şekil Aktif kutuplamalı PA S11 ölçüm grafiği Şekil Aktif kutuplamalı PA S21 ölçüm grafiği Şekil Aktif kutuplamalı PA S22 ölçüm grafiği Şekil Aktif kutuplamalı PA Katlarının Performansı Şekil Aktif kutuplamalı PA varikap uyumlandırmalı S21 grafiği Şekil Aktif kutuplama PA devresi varikap uyumlandırmalı S11 grafiği Şekil Uydu uplink sistem uygulama düzeneği Şekil Kullanılan satellite link emulator STC10 deney setinde güç yükselteci (a)yokken ve (b)varken alınan görüntü sinyali Şekil Güç yükselteci varken ve yokken alınan görüntü sinyali ölçümü Şekil Aktif kutuplamalı PA (a)zin, (b)rl, (c) Kazanç, (d)gürültü faktörü, (e) Kararlılık, (f) Kararlılık Smith abağı, (g) VSWR, (h)gürültü şekli, (ı) PAE, (i)giriş katı kazanç, (j)sürücü katı kazancı, (k)güç katı kazanç, (l) P1dB, (m)güç spectrum Pin=-10dBm, (n)güç spectrum Pin=2 dbm (o)akım dalga, (p)gerilim dalga, (r) C kuplör simülasyon grafikleri viii

11 ÇİZELGELER DİZİNİ Çizelge 3.1. WLAN erişim alanları Çizelge 3.2. Kablosuz iletişim teknolojilerinin sınıflandırılması Çizelge 3.3. IEEE x standartlarının genel özellikleri Çizelge 3.4. Hiperlan ile a nın karşılaştırılması Çizelge 3.5. Üç katlı güç yükseltecinin kazanç ve giriş-çıkış direnç ifadeleri Çizelge 3.6. CLY 5 transistörünün nonlineer Statz model parametreleri Çizelge GHz PA malzeme listesi Çizelge 4.2. FR4 bakır yüzey teknik özellikleri Çizelge 4.3. Katların performansı Çizelge 4.4. P-20A 3 GHz RF probu ile ölçülen değerler Çizelge 4.5. Varikap devresi uygulama sonuçları Çizelge 4.6. Çift beslemeli PA simülasyon ve ölçüm sonuçları Çizelge 4.7. Aktif kutuplamalı PA simülasyon ve ölçüm sonuçları ix

12 SİMGELER DİZİNİ g m Z 0 L Γ K P L P AVS P IN P AVN G T G P G A Cgs Cds Transistörün transkondüktansı Giriş ve çıkış karakteristik empedansı Efektif iletim hatlarının uçtan uca kaybı Yansıma katsayısı Kararlılık faktörü Yüke dağıtılan güç Kaynaktan elde edilebilir güç Ağa giren güç Ağdan elde edilebilir güç Dönüştürücü (transducer) kazancı Güç kazancı Elde edilebilir güç kazancı Geçit kapasitansı Savak kapasitansı <P Faz farkı T Zaman gecikmesi W Şerit iletkenin genişliği h Substrat kalınlığı t Şerit iletkenin kalınlığı ε r S SNR SRD T TDMA VSWR PA db GHz S11 Relatif dielektrik sabiti Dielektrik sabiti Signal Noise Ratio Short Range Device Sıcaklık Time Division Multiple Access Voltaj durağan dalga oranı Güç Yükselteci decibel Giga Hertz Giriş yansıma katsayısı x

13 S12 S21 S22 FET CMOS RF h FE SiGe AM BJT DC f FM G GaAs GHz GSM I ISM K Mbps MHz NF PAE V VSWR WIMAX WLAN WPAN TDMA UMTS UWB Yansıma izolasyonu Kazanç Çıkış yansıma katsayısı Alan etkili transistör Complementary Metal Oxide Semiconductor Radyo frekansı Akım kazancı Silikon Germanyum Amplitude Modulation Bipolar Jonksiyon Transistör Direkt Akım Frekans Frekans Modülasyonu Kazanç Galyum arsenit Giga Hertz Global System for Mobile Communications Akım Şiddet Birimi Industrial, Scientific and Medical Kararlılık Megabits per second Mega Hertz Noise Figure Eklenilmiş güç verimi Voltaj Voltage Standing Wave Ratio Worldwide Interoperability for Microwave Access Wireless Local Area Wireless Personal Area Time Division Multiple Access Universal Mobile Technology System Ultra Wideband xi

14 LAN β α ц IF IEEE GSM I/O Ω IP2 IP3 EVM ACPR Yerel ağ Gerilim kazancı Akım kazancı Manyetik geçirgenlik Orta Frekans Elektrik Elektronik Mühendisleri Enstitüsü Global System for Mobile Communications Input / Output Ohm 2.dereceden intermodülasyon bileşeni 3.dereceden intermodülasyon bileşeni Hata vektör büyüklüğü Komşu kanal güç oranı xii

15 1. GİRİŞ Kablosuz iletişim teknolojisi, en basit tanımıyla, noktadan noktaya veya bir ağ yapısı şeklinde bağlantı sağlayan, bir teknolojidir. Bu açıdan bakıldığında, kablosuz iletişim teknolojisi, günümüzde yaygın olarak kullanılan kablolu veya fiber optik iletişim yapılarıyla benzerlik göstermektedir. Kablosuz iletişim teknolojisini diğerlerinden ayıran nokta ise; iletim ortamı olarak havayı kullanmasıdır. Koaksiyel kablolar, elektrik akımını iletirken kablosuz ve optik iletim sistemleri belli frekanstan elektromanyetik dalga iletmektedir (Özbilen, 2008). Kablosuz iletişim sadece hareketli kullanıcıların erişimini arttırmakla kalmayıp aynı zamanda durağan ofis ve ev cihazlarının kablolama giderlerini de düşürmektedir. Bundan on yıl öncesinde kablosuz yerel ağlar özel amaçlar için atanmış ve kabul edilebilirliği daha azdı. Veri transferini hızlı yapabilmek amacıyla da çeşitli modülasyon tipleri geliştirilmiş ve değişik kablolu/kablosuz protokoller oluşturulmuştur. Cep telefonu sistemlerinin yaygınlaşması ile dikkat çekmeye başlayan kablosuz haberleşme sistemleri, daha hızlı veri alışverişine olanak sağlayan yapıları ile yeni oluşturulan protokoller içerisinde kullanımı en hızlı artan sistemler olmuşlardır. Kablosuz sistemler, özellikle kısa mesafe veri iletişim sistemleri içerisinde, en az kablolu sistemler kadar hızlı ve güvenilir olmaktadırlar. Kablosuz yerel alan ağ (WLAN) sistemleri, entegre devre teknolojileri ile üretilebilmekte dolayısıyla düşük maliyetli sistemler oluşturulabilmektedir. IEEE 802,11, HiperLAN2 ve Home RF gibi standartlaşmaların sağlanmasından sonra, kablosuz yerel ağlar gelişmiş ağlarda ve ev bilgisayarlarında yaygın olarak kabul görmeye başlamıştır (Özbilen, 2008). Kablosuz iletişim teknolojisindeki yenilikler beraberinde bu iletişim cihazlarının yapısındaki güç yükselteçlerinde de yenilikler getirdi. Başlangıçta Si ve GaAs transistörler vardı. Si ucuz, GaAs transistör pahalıydı. Mikrodalga dünyası 2 GHz in üzerindeki uygulamalarda GaAs transistör kullanmaktan kaçındı. Bu durum düşük gürültünün alındığı uygulamaların yapıldığı zamana denk geldi. Yüksek güçlü GaAs transistörler gerçekleştirmek ve bunlardan watt mertebesinde güç elde etmek onlarca 1

16 yıl sürdü. Yeni Si teknolojisi 830MHz ve 2 GHZ deki hücresel baz istasyonlarının güç gereksinimlerini rahatlıkla karşılayabiliyordu. Fakat Si teknolojisi maliyet bakımından askeri ve uydu haberleşmesinde kullanılan GaAs teknolojisiyle rekabet edebilecek seviyede değildi (Cripps,2006). GaAs teknolojisi beklenmedik bir şekilde cep telefonlarının düşük güçlü güç yükselteçlerinde rol almaya başladı. Bu yapı heterojen bipolar transistör (HBT) olarak ta bilinmektedir. Bununla beraber HBT üzerine araştırmalar yoğunlaşmıştır. Mobil uygulamalar tek bir kaynağa ihtiyaç duyar ve tamamen kapatılması gerekir. Difüzyon özelliği diğer teknolojilere göre daha yavaş olmasına karşın HBT teknolojisi bu olmazsa-olmaz özelliği yerine getirebilmektedir. GHz mertebesinde RF teknolojisindeki gelişmeler ticari kullanılabilirlilik, yüksek bant genişliği ihtiyacını ortaya çıkarmıştır (Cripps,2006). Güç yükselteçleri, kablosuz haberleşme sistemleri içerisinde yüksek güç seviyelerinin gereksiniminden dolayı entegre devre teknolojisi ile üretimi en zor olan alıcı-verici blokların başında gelir. Elektromanyetik şartların değişmesi ile de uyumlandırma sistemlerde karmaşıklık düzeyini arttırdığı için önem arz etmektedir. Böyle bir yük altında ön modüller optimum verimlilikle çalışmazlar. Yansıyan güçler nedeniyle antenden ışınan güçte azalma meydana gelir (Rosu,2005). Güç yükselticileri tasarlanırken verimlilik, doğrusallık, kazanç, sınıfı, çalışma sıcaklığı göz önüne alınması gereken başlıca parametrelerdir. Bununla birlikte güç yükselteçlerinde transistörlerin çalışma sıcaklıkları önem arz etmektedir. Çünkü transistörün DC performansındaki kutuplama noktasının aşırı sıcaklık ve aşırı değişkenlik göstermesi durumunda transistör aktif bölgeden çıkabilir ve yükseltecin kazanç, verim gibi özelliklerinde önemli kayıplar oluşabilir. İşte böyle bir durumu önlemek için aktif kutuplama yöntemi kullanılmaktadır (Sayre,2009). Aktif kutuplamanın avantajı transistörün DC kutuplama noktasının sabit kalmasını sağlar. Ayrıca aktif kutuplamayla PHEMT (pseudomorphic high electron mobility 2

17 transistor) artış moduna karşı azaltma modunda negatif bir besleme kaynağına ihtiyaç duymamaktadır (Rosu,2005). Bu çalışmada, RF ön uç modülünde PA bloğunun tasarımı ile mikrodalga devre teknolojisi kaynaştırılacaktır. Yeni PA modelleri tasarlanarak geri dönüş kaybını azaltılmaya, yüksek kazanç elde etmeye ve yüksek doğrusallık sağlanmaya çalışılmıştır. Bu tezdeki temel amaç, gerekli geliştirme çalışması sonucunda ses ve görüntünün iletimini sağlayacak, düşük maliyetli, basit, iletişim kalitesi yüksek, yeni sistemleri de destekleyebilecek alıcı-verici sistemleri için PA tasarımı gerçekleştirmektir. Sonuç olarak bu çalışmayla daha az kayıplı ve kazancı yüksek RF PA sistemi geliştirmek ve çoklu medya ve yerel sistem, RF-link ve hatta biyomedikal uygulamalarda kullanılabilecek alıcı verici modüllerin tasarımı yapılarak laboratuar testleriyle devrelerin taşınabilir ve kullanıcı dostu bir cihaz olarak gerçeklenmesi amaçlanmaktadır. Çalışmada 2.4 GHz ISM bandını kullanan cihazlar için güç yükselteci tasarlanmıştır. Tasarımda transistörlerin termal karakteristikleri kullanılmıştır. Bu güç yükselteci yüksek kazanç sağlayabilmek amacıyla 3 kattan oluşmaktadır. Güç yükselteci tasarımı 2 aşamadan oluşmaktadır. Önce çift kaynak (+5V ve -4V) kullanarak güç yükselteci tasarlanmış daha sonra negatif besleme kaynağı (-4V) kaldırılıp yerine BFG31 transistörü kullanılarak aktif kutuplama katı tasarlanıp eklenmiştir. Tasarım yapılırken kazanç>20 db, NF 3 db, dönüş kaybı (S 11 ) < - 10 db, kararlılık>1 değerleri hedeflenmiştir. Güç yükseltecinin sınıfı belirlenirken doğrusal özelliğinin iyi olması sebebiyle A sınıfı olarak tasarlanmıştır. Tasarım aşamasında AWR Design Envirement simülasyon programı kullanılmıştır. Program sayesinde iletim hatları, devre elemanları optimize edilmiş ve istenilen parametre değerleri tutturulduktan sonra baskı devre şablonu oluşturulmuştur. Sonuç olarak devre şablonları da oluşturulduktan sonra elemanların montajı gerçekleştirilmiş ve devrelerin ölçümleri yapılmıştır. Daha sonra ölçüm ve simülasyon sonuçları karşılaştırılmıştır. 3

18 2.KAYNAK ÖZETLERİ Başlangıçta internet; gelen e-postalarımızı okuduğumuz, arada metin tabanlı sohbetler ettiğimiz ve kısıtlı web sayfalarına baktığımız bir ortamken, bugün bunların çok daha ötesine geçmeye başlamıştır. Üstelik geniş bant erişimin yaygınlaşmasıyla telefon görüşmesi, video konferans gibi uygulamalar da internet üzerinden verilebilir hale gelmiştir. Bu gelişmelerin oluşması interneti daha etkin kılmaya başlamıştır. İşlevleri artan bu teknolojinin kablo bağımlılığına mahkum edilmesi, bu teknolojiden faydalanmayı kısıtlamaktadır. Bugün birçok bilgisayarın bulunduğu alanlarda, kablosuz internet erişimi kullanılmaktadır. Kablo bağımlılığının getirdiği olumsuz koşullar ortadan kaldırılmış, kullanıcıların özgürce erişim noktasına bağlanması sağlanmıştır (megep 2008). Geleneksel radar ve kablosuz sistemlerde antenler ile devreler birbirlerinden ayrı birer alt sistem olarak düşünülürdü. Bu iki topluluk tarafından antenler kendi alanlarında haberleşme sisteminin bir alt sistemi olarak gelişimini sürdürdü. Aktif entegre antenler, antenin yüzeyine entegre bir elemanın yerleştirilmesi ile oluşur. Bütün sistem anten ile birlikte bir ışınım yayıcı gibi davranır (Pozar, 1998).. Ardıç 2010 yılındaki çalışmasında ışıma, verimlilik, kazanç, bant genişliği, giriş empedansı gibi aktif anten karakteristikleri, aktif negatif kapasite ve pi uyumlandırma devreleri ile iyileştirmektedir. Çalışması sonucunda bir alıcı verici sistemin, aktif mikroşerit anten bileşeninin tasarımını yapmakta ve bu sistemin giriş duran dalga oranı, bant genişliği ve yüksek kazanç performansını, yükselteç gibi aktif devreler kullanarak geliştirmektir. Bowick 1982 yılında, komponentlerin ve transistörlerin RF altındaki davranışlarını, Y ve S parametrelerinin kullanımı, empedans uyumlandırma hesaplarını, kutuplandırma, kararlılık, sabit kazanç ve kararlılık eğrilerinin Smith abağında çizdirme tekniklerini açıklamıştır. Yüksek verimlilik uygulamalarında yüksek verimliliği gerçekleştirebilmek için GaAs Fet ler saturasyon bölgesinde sürülürler. Bu durum GaAs güç yükselteçlerinde kabul edilemez IMD işaretlerinin oluşmasına sebep olmaktadır. Yükselteçlerin 4

19 doğrusallığını sağlayabilmek için bir GaAs Fet in doğrusal olmayan modeli tanımlanmalıdır. Yaygın olarak kullanılan bu modellerin bazıları Statz, Materka,Rodriguez, Curtice quadratice dir (Sun 2009). Sağır 2011 yılındaki tezinde, ses ve görüntünün, düşük maliyetli, basit, iletişim kalitesi yüksek, düşük güçlü, özellikleri arttırılmış bir alıcı verici sistemin, aktif mikroşerit anten bileşenini tasarlamakta ve bu sistemin giriş duran dalga oranı, bant genişliği ve yüksek kazanç performansını, yükselteç gibi aktif devreler kullanarak geliştirmektir. RF devre ve sistemlerindeki en son pratik topraklama yöntemleri sadece yüzeysel olarak anlatılmamış, adım adım detayları, nasıl planlanacağı, tasarımı, simülasyonu, yapımı ve RF/mikrodalga ses ve veri aktarımım kablosuz haberleşme sistemlerinde uygulanması anlatılmıştır. Basit matematiksel çalışmalara yer verilerek keskin kenar osilatör, yükselticiler, mikserler, filtreler, PLL, frekans çoğaltıcılar, zayıflatıcılar, anahtarlayıcılar, güç bölücüler vb yapıların tasarımlarının anlaşılması kolaylaştırılmıştır (Sayre 2008). Çok katlı yükselteçler genellikle çok sayıda transistörden oluşan entegre devrelerin yapısında kullanılırlar. Yüksek kazanç ve yüksek güç kullanımının gerektiği yerlerde kullanılırlar. Tek katlılar karşılaştırıldıklarında yüksek giriş direnci düşük çıkış direncine sahiptirler (Jones,2005). Chuang H., Lin S., Liu S. and Chiang C yılında yaptıkları çalışmada giriş, sürücü ve çıkış katı olmak üzere 3 katlı bir güç yükselteci tasarlamışlardır. Bu yükselteç tasarımı spectrum haberleşmesi için gerekli olan yüksek verimlilik, çıkış gücü ve doğrusallık gibi parametreler göz önün alınarak yapılmıştır. Lin vd.(2005) çalışmasında IEEE b/g/a standart uygulamalrı ile WLAN 2.4 GHz ve 5.2 GHz uygulamaları için 3,5V tek kaynak tek entegre MMIC güç yükselteci geliştirmiştir. Güç yükselteci gerçeklenmesinde InGaP/GaAs HBT işlemi kullanılmıştır. Wlan güç yükselteci ara uygunlaştırma devresi ve aktif besleme ile iki 5

20 katlı olarak gerçeklenmiştir. Güç yükselteci 2,2 GHz-5,5GHz band aralığında 20dB kazanca sahiptir. Kutuplama devreleri yükselteçlerin yüksek sıcaklık altındaki performanslarının yanı sıra RF sürücü şeklini de tanımlar. RF tasarımında transistörlerin DC kutuplama tasarımları ayrı olarak kurulmaktadır. Güç verimliliği, kararlılık, gürültü, ısı dağılımı, kolay kullanım kutuplama konfigürasyonu seçilirken göz önüne alınması gereken ana konulardır (Rosu, 2005). Hiçdurmaz 2006 yılındaki tez çalışması, klasik dağılmış parametreli kuvvetlendirici topolojisindeki bir tasarımın Microwave Office 2004 yazılımı ile bilgisayar ortamında simüle edilmesini ve simülasyon sonucu elde edilen optimum devre parametreleri için paket formda elemanlar kullanarak gerçeklenmesini kapsamaktadır. Daha sonra devrenin performans parametrelerinin simülasyon ve ölçüm sonuçları karşılaştırılmıştır. 6

21 3. MATERYAL VE YÖNTEM 3.1. Materyal RF devre tasarım ve simülasyonu için endüstride çeşitli yazılım paketleri bulunmaktadır. Bu çalışmada, Moment Metodu kullanan Applied Wave Research s Microwave Office programı, tasarım prosesinde daha fazla esneklik sağladığı için seçilmiştir. Microwave Office, RF / Mikrodalga tasarım yazılım sektöründe en hızlı büyüyen mikrodalga tasarım platformudur. Kendine özgü birleşik veri modelleri ile benzersiz yüksek frekanslı bir tasarım ortamı platformu üzerine inşa edilen Microwave Office, tasarım sürecinde kullanıcıya her bir parçası için sınıfının en iyi araçları ile entegrasyon sağlayan benzersiz bir sezgi, güçlü, yenilikçi teknolojileri ve daha önce görülmemiş açıklık ve birlikte çalışabilirlik imkanı sunmaktadır. Moment Metodu (Method of Moments, MoM) bu tür problemlere uygulanmak için idealdir. Moment Metodu nda Maxwell' in integral denklemleri matris formuna dönüştürülürler. (Ardıç, 2010) Tez kapsamında 2.4 GHz ISM bandı standartlarıyla uyumlu geliştirilen güç yükselteçleri tasarımı aşamasından sonra önce baskı devreleri oluşturulmuştur. Baskı devreleri hazırlandıktan sonra çift yüzlü, ince hatlı FR4 materyal üzerine smd yüzey montajlı elemanlar kullanarak lehimleme tekniğini kullanarak elemanlar yüzeye monte edilmiştir. Lehimleme esnasında devre elemanlarının yüzeyle tam olarak irtibatlarını sağlamak için anti lorozef maddeler kullanılmıştır. Lehim sökme işlemi yapılırken lehimlerin tam olarak temizlenebilmesi için lehim emdirme şeritleri kullanılmıştır. Devre elemanlarının montaj işlemleri yapıldıktan sonra devrede kısa devre olup olmadığı kontrol edilip sorun olmadığı görüldükten sonra ölçüm işlemlerine geçilmiştir ISM Bandı Kablosuz Ortam İletişimi Radyo veya yayılan elektromanyetik dalgalrın kullanımı kara, deniz, hava veya hareket halindeki insanlarla veya araçlarla haberleşmenin yegâne pratik yoludur. Böylelikle kablo bağlantısının elverişli olmadığı durmlarda noktadan noktaya bilgini aktarımı mümkün olmaktadır. Mesafe Bluetooth teknolojisinin kullanıldığı 7

22 durumlarda olduğu gibi birkaç metre. Mikrodalga radyo alıcı vericilerinin kullanıldığı durumlarda olduğu gibi birkaç kilometre veya daha fazla olabilir. Şekil 3.1 Kablosuz ortam alıcı-verici blok diyagramı görülmektedir. Şekil 3.1 Kablosuz ortam alıcı-verici blok diyagramı ISM Bandı için Kablosuz LAN (Wireless LAN-WLAN) Kablosuz Yerel Alan Ağları (Wireless Local Area Networks, WLAN); iki yönlü geniş bant veri iletişimi sağlayan, iletim ortamı olarak fiber optik veya bakır kablo yerine telsiz frekansı (Radio Frequency, RF) veya kızılötesi ışınları kullanan, salon, bina veya kampüs gibi sınırlı bir alanda çalışan iletişim ağlarıdır. Kurulum kolaylığı ve hareket serbestliği gibi önemli avantajlar sağlayan WLAN sistemleri kablolu ağların yerini alabilmekte hatta bu ağlara göre daha fazla fonksiyonlar içerebilmektedir. Kablosuz Yerel Alan Ağları Avrupa düzenlemelerinde Telsiz Yerel Alan Ağları, Radio Local Area Networks, Radio LAN, RLAN olarak adlandırılmasına karşın başta ABD olmak üzere birçok ülkede Wi-Fi (Wi-Fi: WLAN sistemlerinde yaygın olarak kullanılan standart olan IEEE x standardı Wi-Fi 8

23 olarak da adlandırılmaktadır. Wi-Fi, Wireless Fidelity (Kablosuz Bağlılık kelimelerinden türetilmiştir), Wireless Local Area Networks, Wireless LAN, WLAN olarak adlandırılmaktadır. (2,4 GHz ve 5 GHz frekans bandında RF ile çalışan, WLAN, Wi-Fi veya RLAN olarak adlandırılır) WLAN sistemlerinde RF haricinde çok az miktarda kızılötesi (Infrared, Irda) teknolojisi de kullanılmaktadır. Kızılötesi sistemler; görünür ışığın hemen altındaki kızılötesi ışınları kullanarak veri iletişimi gerçekleştiren teknolojiye sahiptir. Ancak bu sistemler toz, nem, ışık, yağmur ve sis gibi fiziksel etkilere aşırı duyarlıdır. Kızılötesi kullanıldığında kablosuz ağda yer alan cihazların mutlaka görüş hattında bulunması gerekmektedir. Ayrıca iletişim mesafesi de yaklaşık 10 metre olduğundan oldukça kısadır. Bu tür sorunları nedeniyle kızılötesi sistemler yaygın olarak kullanılmamaktadır. Bu nedenle bu çalışmada kızılötesi sistemler kapsam dışı bırakılmış ve gerekli yerlerde kısa bilgiler verilmekle yetinilmiştir. WLAN sistemleri iş adamları, yöneticiler, çalışanlar, küçük işletmeler, orta ölçekli işletmeler ve bireysel kullanıcılar gibi büyük bir kesime internet ve üyesi oldukları kurumsal ağa (İntranet) mobil olarak bağlanma imkânı sağlamaktadır. Ayrıca, WLAN sistemleri kullanıcılara mekândan bağımsız olarak kolay bir kablosuz ağ kurulumu ve geniş bant veri iletimi imkânı sunmaktadır. Kablolu LAN ların tüm özelliklerine sahip olan WLAN sistemleri bu ağların devamı ya da alternatifi olarak kullanılmaktadırlar. Kurumsal ve kişisel kullanımın dışında restoranlar, otobüs terminalleri, oteller, büyük alışveriş merkezleri, tren istasyonları, hava alanları cadde ve sokaklar gibi kamuya açık alanlarda (Kamuya açık alan: Şehir merkezleri, cadde ve sokaklar, limanlar, parklar ve bahçeler gibi halkın serbestçe dolaşabildiği yerler ile hava alanları, tren istasyonları ve oteller gibi yerleri tanımlamaktadır. Kızılay, Ulus, Taksim, GMK Bulvarı, İstiklal Caddesi kamuya açık alanlara örnek olarak verilebilir) hotspotlar (Erişim Noktaları (AC Acces Point-) vasıtasıyla kablosuz internet erişim hizmeti verilen yerlerdir. Türkçe karşılık olarak Erişim Alanı kullanılmıştır) vasıtasıyla verilen kablosuz internet hizmetinin de hızla artmakta olduğu görülmektedir. Aşağıdaki Çizelge 3.1 de Temmuz 2007 itibarı ile WLAN erişim alanının en çok olduğu ilk 10 ülke yer almaktadır. 9

24 Çizelge WLAN Erişim Alanları Ülkelere göre WLAN erişim alanları ABD 56,788 İngiltere 15,391 Almanya 14,184 Fransa 11,311 Güney Kore 9,415 Japonya 6,626 Tayvan 3,405 Hollanda 2,455 İtalya 2,180 İsviçre 2,128 Kablolu iletişim teknolojilerine kıyasla birçok üstünlüğü bulunan kablosuz iletişim teknolojileri 1990 lı yıllarda büyük gelişmelere sahne olmuştur. RF in (radyo frekansı) yeniden keşfi olarak adlandırılan bu gelişmeler hem GSM (cep telefonu sistemi) gibi ses iletişiminde hem de veri iletişiminde yaşanmıştır. Özellikle veri iletişiminde yüksek veri hızlarına ulaşılması, kablosuz teknolojiyi yaygın kullanılır hale getirmiştir. Kablosuz iletişim ağları iki veya daha fazla bilgisayar veya sayısal cihazın birbirleriyle kablosuz veri iletişimi sağlamalarıyla oluşan yapıdır. Bu ağlar; özel amaçlı, eğitim amaçlı, ulusal veya halka açık olarak kurulabilirler. Kablosuz iletişim ağlarını hizmet yapısı, çalışma prensipleri, büyüklük veya mimarisine (topoloji) göre olmak üzere farklı şekillerde gruplandırmak mümkündür. Bu ağların büyüklüklerine göre sınıflandırılması WLAN sistemlerinin daha iyi incelenebilmesi açısından tercih edilmiştir. 10

25 Şekil 3.2 Kablolu LAN ağlarla kablosuz LAN ağların karşılaştırılması Büyüklüklerine Göre Kablosuz Ağlar Kablosuz iletişim ağlarını, büyüklüklerine yani hizmet verdikleri fiziksel alanlara göre gruplandırmak mümkündür. Ancak teknolojideki hızlı gelişme ve sistemlerdeki yakınsama bu gruplandırmada kesin çizgilerin çizilmesini zorlaştırmaktadır. Çeşitli kaynakların bu gruplandırmayı farklı şekilde yaptıkları görülmektedir. Genel yaklaşıma göre kablosuz iletişim ağları, 4 sınıf altında toplanabilir. Bunlar; Kablosuz Geniş Alan Ağları (Wireless Wide Area Networks, WWAN), Kablosuz Metropol Alan Ağları (Wireless Metropolitan Area Networks, WMAN) Kablosuz Yerel Alan Ağları (Wireless Local Area Networks, WLAN) ve Kablosuz Kişisel Alan Ağları (Wireless Personal Area Networks, WPAN) olarak sıralanabilir. Bu gruplandırma ve her bir grubun hizmet alanları Şekil 1.2 de verilmiştir. 11

26 Ev, Ofis, Küçük alanlar Bina, Kampüs, Havaalanı, Kamusal açık alanlar Şehir, Metropol, Bölge Şehir, Bölge, Ülke veya Dünya geneli Şekil 3.3 Büyüklüklerine göre kablosuz ağlar Bazı teknolojilerin özellikleri itibarıyla birden fazla gurupta yer alması söz konusudur. Ancak yaygın kullanımları dikkate alınarak kablosuz iletişim teknolojilerini Çizelge 3.2 de belirtildiği şekilde sınıflandırmak mümkündür. Çizelge 3.2. Kablosuz iletişim teknolojilerinin sınıflandırılması Kablosuz Geniş Alan Ağları (WWAN); WWAN teknolojileri, kullanıcıların, uzak ortak veya özel ağlar üzerinden kablosuz bağlantı kurmalarına olanak tanır. Bu 12

27 bağlantılar, kablosuz hizmet sağlayıcılarının sunduğu birden çok anten istasyonu ve uydu sistemi kullanımı aracılığıyla, çok sayıda şehri ve ülkeyi içine alan geniş coğrafi bölgeleri kapsayabilir. Şu andaki WWAN teknolojileri, ikinci kuşak (2G) sistemler olarak tanınmaktadır. Temel 2G sistemleri, GSM (Global System for Mobile Communications), CDPD (Cellular Digital Packet Data) ve CDMA (Code Division Multiple Access) sistemlerini kapsamaktadır. Çalışmalar, içlerinden bazılarının gezici kapasitesi sınırlı olduğundan ve birbirleriyle uyum sağlayamadığından, 2G ağlarından, küresel standarda uygun düşecek ve dünya çapında gezici kapasitesi sağlayacak üçüncü kuşak (3G) teknolojilerine geçiş yapma yolundadır. ITU, 3G için küresel standart geliştirmeyi etkin olarak desteklemektedir. Kablosuz Anakent Alanı Ağları (WMAN); WMAN teknolojileri, kullanıcılara anakent alanı içinde çeşitli yerler arasında (örneğin, şehir veya üniversite kampüsündeki çeşitli çalışma yerleri arasında), fiber kaplama veya bakır kablo ve kiralık hatların yüksek maliyetine katlanmadan, kablosuz bağlantılar kurma olanağı verir. Buna ek olarak, WMAN'ler, kablolu ağların birincil kiralanmış hatları kullanılabilir olmadığında yedek olarak da hizmet verebilir. WMAN'ler veri aktarımı için radyo dalgaları veya kızılötesi ışınlar kullanır. Kullanıcıların Internet'e yüksek hızla erişmesini sağlayan geniş bant kablosuz erişim ağlarına talep gittikçe artmaktadır. MMDS (çok kanallı çok noktadan dağıtım hizmeti) ve LMDS (yerel çok noktadan dağıtım hizmetleri) gibi farklı teknolojiler kullanılsa da geniş bant kablosuz erişim standartlarının IEEE çalışma grubu, bu teknolojilerin geliştirilmesini standartlaştırmak için belirtim geliştirmeyi sürdürmektedir. Kablosuz Yerel Alan Ağları (WLAN); WLAN teknolojileri, kullanıcıların yerel alan içinde (örneğin, aynı şirket veya kampüs binasında veya havaalanı gibi bir ortak alanda) kablosuz bağlantı kurmalarına olanak sağlar. Yerel (lokal) kullanım amacıyla geliştirilmiş olduklarından WLAN sistemlerinin mesafesi metre civarındadır. WLAN'ler, çok sayıda kablo bağlamanın engelleyici olacağı geçici ofislerde veya diğer alanlarda kullanılabileceği gibi, kullanıcıların bina içinde farklı yerlerde ve farklı zamanlarda çalışabilmeleri için varolan bir LAN'ı tamamlamak için de kullanılabilir. WLAN'ler iki farklı yöntemle çalıştırılabilir. Altyapı WLAN'lerinde, 13

28 kablosuz istasyonlar (radyo ağ kartı veya harici modemleri olan aygıtlar), istasyonlarla varolan ağ omurgası arasında köprü görevini yerine getiren kablosuz erişim noktalarına bağlanır. Eşler arası (özel) WLAN'lerde, konferans salonu gibi sınırlı bir bölgenin içindeki çok sayıda kullanıcı, ağ kaynaklarına erişmeyi istemezlerse, erişim noktası kullanmadan geçici bir ağ oluşturabilirler. IEEE 1997 yılında WLAN'ler için saniyede 1 2 megabit (Mbps) veri aktarım oranını belirleyen standardını onayladı. Yaygınlaşan yeni standart olan b standardında, veriler 2.4 gigahertz (GHz) frekans bandı üzerinden en çok 11 Mbps hızında aktarılır. Daha yeni başka bir standart a'dır ve 5 GHz frekans bandı üzerinden en çok 54 Mbps hızında veri aktarımı sağlar. Kablosuz Kişisel Alan Ağları (WPAN); WPAN teknolojileri kullanıcılara kişisel işletim alanı (POS) içinde kullanılacak (PDA, cep telefonu veya dizüstü bilgisayarları gibi) aygıtlar için özel, kablosuz iletişim kurma olanağı tanır. POS, kişiyi 10 metre uzaklığa kadar çevreleyen bir alandır. Şu andaki iki temel WPAN teknolojisi Bluetooth ve kızılötesi ışındır. Bluetooth, 30 feet'lik uzaklığa kadar veri aktarmak için kablo yerine radyo dalgaları kullanan bir teknolojidir. Bluetooth verisi duvar, cep ve evrak çantası içinden geçerek aktarılabilir. Bluetooth'un teknoloji geliştirme çabaları, 1999'da Bluetooth sürüm 1.0 belirtimlerini yayınlamış Bluetooth Special Interest Group (SIG) tarafından yürütülmektedir. Bunun yanı sıra, kullanıcılar aygıtlar arasında çok kısa mesafelerde (1 metre veya daha az) bağlantı kurmak için kızılötesi bağlantılar oluşturabilir. WPAN teknolojilerinin geliştirilmesini standartlaştırmak amacıyla IEEE, WPAN'ler için çalışma grubunu kurmuştur. Bu çalışma grubu, Bluetooth sürüm 1.0 belirtimine dayanarak bir WPAN standardı geliştirmektedir. Bu taslak standardının ana hedefleri daha az karmaşıklık, düşük güç tüketimi, birlikte çalışabilirlik ve ağlarıyla birlikte bulunmadır Kablosuz LAN Standartları WLAN uygulamalarında en çok kullanılan ve bugünkü popülerliğini kazandıran IEEE (Elektrik ve Elektronik Mühendisleri Enstitüsü-Institute of Electrical and Electronic Engineers) tarafından yayınlan bir dizi standarttır. IEEE 802 LAN/MAN 14

29 standart komitesi ilk olarak Haziran 1997 de IEEE standardını yayımlamıştır. Bu temel standarda göre 2.4 GHz frekans bandında FHSS(Frekans Atlamalı Dağınık Spektrum-Frenquency Hopping Spread Spectrum) veya DSSS (Düz Sıralı Dağınık Spektrum-Direct Sequence Spread Spectrum) teknikleri kullanılarak 2 Mbps e kadar data iletişimi sağlanabilmektedir. DSSS in anlamı; belirlenmiş menzil içinde herhangi bir zamanda kullanılmak üzere, verinin uygun değişik frekanslarda küçük paketler halinde yollanılmasıdır. FHSS de ise; veri, değişik frekanslarda kısa ama iri paketler şeklinde tekrarlanan bir biçimde yollanır. FHSS ağlar, diğerleri ile karışmayan aynı fiziksel alanlar için vardır standardın esas amacı mevcut kablolu LAN ların, kablosuz olarak genişlemesine olanak tanımak ve sabit sistemlerle mobil sistemleri bir çatı altında toplamaktır. Elde edilen başarı sonrasında IEEE tarafından WLAN uygulamaları için x adı altında bir dizi standart daha yayımlanmıştır. 2.4 GHz bandında çalışan ve 11 Mbps veri iletişim hızına sahip olan IEEE b Türkiye dâhil dünyanın birçok yerinde yaygın olarak kullanılmaktadır yılında dünyada yaşanan iletişim sektöründeki çöküşe rağmen WLAN sistemleri inanılmaz bir başarı elde etmiştir. Bugünlerde yine aynı frekans bandında çalışan fakat veri iletişimini 54 Mbps e kadar çıkaran g standardı cihazlar rağbet görmektedir. Çizelge 3.3. de geliştirme çalışmaları tamamlanmış ve ürünleri piyasada bulunan IEEE x standartlarının genel özellikleri verilmiştir. (Ardıç,2010) Çizelge 3.3. IEEE x Standartlarının Genel Özellikleri 15

30 IEEE b Standardı;WLAN standartları hazırlamak üzere IEEE 802 Executive Committee tarafından kurulan Working Group 1-2 Mbps daha hızına sahip olan standardının gelecekteki ihtiyaçları karşılamak üzere bir uzantısı olarak b standartlarını hazırlamıştır a ile aynı tarihlerde açıklanmasına rağmen b standardı üreticiler ve kullanıcılar arasında büyük kabul görmüştür b standardı Wi-Fi (Wireless Fidelity (Kablosuz Bağlılık), WLAN sistemleri veya IEEE b standardı için kullanılan ifadedir).olarak adlandırılmış ve üzerinde Wi-Fi logosu bulunan ürünler marka bağımsız olarak birlikte uyumlu olarak çalışmaktadır. Halen PC endüstrisinde olduğu kadar ICT endüstrisinde de Wi-Fi ürünleri büyük ilgi görmektedir yılının başlarında neredeyse sıfır olan b kullanıcılarının sayısı 2001 sonunda 15 milyona ulaşmıştır b standardında DSSS tekniği kullanılmaktadır. 2.4 GHz bandında MHz frekans aralığı kullanılarak 11 Mbps e kadar veri iletişim hızlarına ulaşılmaktadır. Dizüstü ve masaüstü bilgisayarlarda kullanılan kablosuz bağlantıyı gerçekleştiren NIC kartı satışlarında olduğu gibi AP satışlarında da büyük artış görülmektedir b standardı büyük bir başarı elde etmesine rağmen diğer sistemler tarafından yaratılan enterferansa maruz kalmaktadır. Çünkü aynı frekans bandı Bluetooth, HomeRF, mikrodalga fırınlar, kordonsuz telefonlar ve amatör telsizler tarafından da kullanılmaktadır. Enterferans veri iletişim hızının düşmesine ya da kesilmesine neden olmaktadır. Gelecekte sadece WLAN sistemlerine tahsis edilmiş frekans bantlarında çalışan, daha yüksek veri iletişim hızına, daha iyi servis kalitesine ve güvenliğine sahip sistemlerin b standardının yerini alması tahmin edilmektedir. (Ardıç,2010) IEEE a Standardı; a standardı, RF teknolojisi olarak daha yeni ve gelişmiş bir teknoloji olan OFDM modülasyon tekniği kullanarak 5 GHz frekans bandında 54 Mbps veri iletişim hızı sağlamaktadır. Bu teknoloji b ile kıyaslandığında birçok üstünlüğe sahiptir. Her iki standardın karşılaştırması aşağıda verilmiştir. Daha yüksek veri iletişim hızı: b de 11 Mbps olan veri iletişim hızı a da 5 kat artırılarak 54 Mbps e ulaşmaktadır. Akan resim (streaming video) uygulamaları gibi yüksek iletişim hızlarına ihtiyaç duyan sistemlerin yaygınlaşması 16

31 802.11a nın önemini artırmıştır. Ayrıca bu özellik ile birçok uygulama için kablosuz iletişim sistemlerinin uygun ve kullanılabilir olduğu görülmektedir. Enterferans riski daha azdır: Diğer dağınık spektrum teknikleri gibi OFDM modülasyon tekniği de benzer sistemlerden gelen enterferansa karşı duyarlıdır. Ancak a nın çalıştığı 5 GHz frekans bandı diğer sistemler tarafından daha az kullanılmaktadır. Bu nedenle enterferans riski 2.4 GHz bandına oranla daha düşüktür. Ayrıca Avrupa da zorunlu olan DFS (Dinamik Frekans Seçimi) ve TPC(Otomatik Güç Kontrolü özelliği) özelliklerinin de enterferansı önemli ölçüde azaltması beklenmektedir. Yansımadan daha az etkilenir: RF sinyalleri vericiden alıcıya doğru giderken yol boyunca çarptıkları duvar, mobilya ve kapı gibi iletim ortamında bulunan fiziksel engellerden yansırlar. Yansıma oluşması durumunda alıcı cihaza hem havadan direk gelen RF sinyali hem de yansıyarak gecikmiş olarak gelen RF sinyali ulaşır. Bu iki sinyal birlerini etkileyerek iletişim kalitesinin düşmesine neden olurlar. OFDM tekniği bu yansıyan işaretlerin elemine edilmesinde daha başarılıdır. Dolayısıyla a standardı yansımalardan daha az etkilenir. Kapasite büyüklüğü: a standardı daha büyük bir kapasiteye sahiptir. Çünkü 5 GHz bandında enterferans yapmayan 12 kanal (Avrupa da 19 kanal) WLAN sistemleri için tahsis edilmiştir. 2,4 GHz bandında ise yalnızca 3 kanal bulunmaktadır. Toplam bant genişliği açısından bakıldığında ise 5 GHz de bulunan 200 MHz (Avrupa da 455 MHz) 2,4 GHz deki 83,5 MHz e göre oldukça yüksektir. Bu durum aynı yerel alana kurulacak sistem için a standardı ile aynı anda çok daha fazla bant genişliği kullanımının mümkün olduğunu göstermektedir. Bu nedenle a standardı yoğun nüfuslu alanlar için daha uygundur. Ancak bütün bu avantajlarının yanında a standardının bazı dezavantajları da vardır. Bunlar aşağıda sıralanmıştır. İletişim Mesafesi Kısıtlılığı: RF teknolojisinde iletişim mesafesi çıkış gücü, frekans, anten kazancı ve benzeri birçok parametreye bağlı olarak değişmektedir. Diğer parametreler sabit kalmak kaydıyla sadece frekansın yükseltilmesi iletişim mesafesini kısaltmaktadır. Bu nedenle daha yüksek frekans kullanılan a standardında iletişim mesafesi düşmektedir b standardı için 100 m olarak belirtilen iletişim mesafesi a standardında 75 m olmaktadır. 17

32 Otomatik Güç Kontrolü (TPC) özelliği: a standardı, enterferans yaratmamak için geliştirilen Otomatik Güç Kontrolü (Transmit Power Control- TPC) özelliğine sahip değildir. Dinamik Frekans Seçimi (DFS) özelliği: a standardı, enterferans yaratmamak için geliştirilen Dinamik Frekans Seçimi (Dynamic frequency Selection- DFS) özelliğine de sahip değildir. Sınırlı ürün desteği Frekans farklılığı Yüksek Maliyet IEEE g Standardı; Teknolojik olarak 2.4 GHz bandında çalıştığı için b nin özelliklerini taşır ancak toplam 54 Mbps bant genişliği sunar g'nin yüksek hızı Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) modülasyon şemasını kullanmasından ileri geliyor. Bu şema a standardında da kullanılıyor g'nin dezavantajları b benzerleri ile aynı. Üst üste binmeyen sadece üç kanal kullanılması ve sinyalin hala kablosuz telefon ve mikrodalga fırınlardan etkilenmesi söz konusudur. (Ardıç,2010) IEEE n Standardı; IEEE standardizasyonuna göre n, veri aktarımı için çoklu-girdi-çoklu-çıktı (MIMO: Multiple-Input-Multiple-Output) tekniğini kullanıyor. Bu sayede daha büyük alanlarda dosya transferi yapmak mümkün olacak. Ya da diğer anlamı: Aynı mesafede çok daha yüksek veri aktarım oranlarına ulaşılabilecek. İletişim kanallarının 20 MHz ve 40 MHz'e genişletilmesi ve anten sayısının dörde kadar çıkarılmasıyla birlikte saniyede 600 Mbit brüt dosya aktarım hızına ulaşılabilecek n standardını destekleyen cihazlar hem 2,4 GHz hem de 5 GHz bandını aynı anda kullanabilecek. Fakat n kanal başına maksimum 150 Mbit/s (brüt) aktarım hızına ulaşabiliyor. Vaat edilen aktarım hızına ulaşmak için birden çok akımın (4'e kadar) birleştirilmesi gerekiyor ki, bu da ancak yeterli sayıda alıcı ve gönderici antenin bulunması şartıyla sağlanabiliyor.(ardıç,2010) HiperLAN; HiperLAN (High Performance Radio LAN), yüksek hıza sahip WLAN standardı olarak Avrupa ülkelerinde geliştirilmiştir. HiperLAN1 ve HiperLAN2 18

33 olmak üzere iki tipi vardır. Her iki tipte ETSI tarafından tanımlanmış olup, OFDM kodlama-modülasyon yöntemi ile 5 GHz bandında çalışmaktadır. HiperLAN lar, standartları ile benzer özellik ve kapasiteye sahiptir. HiperLAN yılının başlarında geliştirilmiş olup; 5 GHz frekans bandında 20 Mbps data hızı sağlamaktadır. HiperLAN2 ise aynı frekans bandını kullanarak 54 Mbps data hızlarına ulaşabilmektedir. HiperLAN2 nin PHY(fiziksel katman) katmanı a ile aynıdır ve iki grup ortak (koordineli) çalışma yürütmektedirler a özellikle çoklu ortam (multimedya) uygulamalarını kısıtlarken, HiperLAN2 daha pahalı bir sistem olmakla birlikte yüksek veri oranlarıyla resim ve görüntü aktarımında daha iyi performans sağlamaktadır. HiperLAN lar ATM teknolojisi esaslıdır ve teknolojisinden daha iyi servis kalitesine sahiptir. Mevcut WLAN uygulamaları içinde HiperLAN ların en iyi alternatif teknoloji olduğu söylenebilir. Ancak henüz teknolojisi kadar yaygın değildir. HiperLAN2 ağlarında AP lerden uç sistemlere bağlantıya yönelik bir yaklaşım vardır; Bu yapı hizmet kalitesi kriterlerinin (QoS) sağlanmasına olanak vermektedir. Böylece, kablosuz LAN uygulamalarının aksine ses ve görüntü aktarımı için gerekli iletişim türü desteklenebilmektedir. Çizelge 3.4 de HiperLAN2 ile a standardı karşılaştırmalı olarak verilmiştir. Çizelge 3.4. Hiperlan ile a nın karşılaştırılması Özellik HiperLAN a Brüt Aktarım Oranı 54 Mbps 54 Mbps Net Veri Oranı 32 Mbps 32 Mbps Frekans Bandı 5GHz 5GHz Frekans Seçimi Tek taşıyıcı DFS ile Tek taşıyıcı Ortalama Erişim TDMA/TDD CSMA/CA Şifreleme DES, 3DES 40 bit RC4 Modülasyon Yöntemi OFDM OFDM 19

34 ETSI tarafından geliştirilen iki adet tamamlayıcı standart daha vardır. Bunlardan birincisi 25 Mbps veri iletişim hızına sahip Hiperaccess dir. Bu standart kişisel kullanım ve küçük işyerleri için tasarlanmış ve noktadan çok noktaya yüksek hızlı erişim hedeflenmiştir. Frekans bandı olarak GHz olması yönünde CEPT/ERC çalışma grubunda görüşmeler devam etmektedir. İkincisi ise 2 GHz 11 GHz frekansları arasında çalışacak geniş bant sabit kablosuz erişim (broadband fixed wireless access) sistemi olan Hiperman dır. IEEE standardının benzeri Hiperman iki gurubun yakın işbirliği ile hazırlanmaktadır. Ayrıca, kısa mesafe ve çok yüksek veri hızlarında bağlantı sağlamak için Hiperlink isimli bir standart daha düşünülmektedir. Hiperlink in, 17 GHz de 150 metreye kadar mesafede 155 Mbps veri hızına ulaşması tasarlanmıştır. Ancak bu standart ile ilgili çalışmalar henüz başlamamıştır.(ardıç,2010) Kablosuz Kişisel Alan Ağları (WPAN); Ev ya da küçük iş yerlerinde birkaç bilgisayar ve çevre biriminden oluşan ağlara Kişisel Alan Ağları ( Personal Area Networks, PAN) denilmektedir (bkz. Şekil 1.3). Kablo yerine kablosuz iletişim teknolojisi kullanılması durumunda ise Kablosuz Kişisel Alan Ağları (Wireless Personal Area Networks, WPAN) olarak adlandırılmaktadır. Bir başka ifadeyle WPAN lar yakın mesafedeki elektronik cihazları kablosuz olarak birbirine bağlayan ağlardır. Bu tür sistemler diğer ağlara kıyasla daha düşük veri hızına ve daha kısa iletişim mesafesine sahiptirler. WPAN ların hızları 1 Mbps ve menzilleri 10 metre civarındadır. WPAN ların en yaygın uygulamaları Bluetooth ve HomeRF dir. Bluetooth daha ziyade kişinin etrafındaki sayısal cihazlar arasında kablosuz bağlantı kurmak için geliştirilmiştir.(megep,2008) HomeRF ise ev veya küçük işyerlerinde bir kablosuz ağ oluşturmak üzere tasarlanmıştır. Her iki sistemde de veri iletişim hızını artırmak ve kapsama alanını genişletmek gibi özelliklerinde geliştirme ve yeni özellikler ilave edilmesine yönelik çalışmalar devam etmektedir. WPAN uygulamalarında öncülüğü Bluetooth yürütmektedir. 20

35 RF Sistemlerinde Ön Uç (Front end) ve Arka Uç (Back end) modüller Kablosuz haberleşme alanındaki gelişmeler çok hızlı olarak sürmektedir. Bununla beraber kablosuz haberleşme cep telefonu, multimedya ve askeri haberleşme sistemlerinin de kullanımı da her geçen gün hızla artmaktadır. Şekil 3.4 RF sistemlerinde ön uç (front end) ve arka uç (back end ) blok şeması Ön uç (front end) anten ile alıcı verici arasındaki bölümdür. Bu bölüm ağırlıklı olarak düşük gürültülü yükseltici (LNA), güç yükseltici (PA) ve antenden oluşmaktadır. Anten RF sinyallerin alıp-vermek için kullanılır. LNA anten tarafından alınan tüm RF sinyalin gürültüsünü kabul edilebilir ölçülere düşürür ve etkili bir kazanç ile arka uca aktarır. PA kabul edilebilir sınırlar içinde ortaya çıkan herhangi bir bozulma ürünleri ile mümkün olan maksimum düzeyde verimlilik ile RF güç kazancı elde etmek için kullanılır. (Smith,1997) RF Güç Yükselteçlerinde bağlantı çeşitleri Transistörlerin üç bacağı olduğu için üç farklı bağlantı dolayısıyla da yükselteçlerinde üç farklı bağlantı şekli vardır. Bunlar ortak beyzli, ortak emiterli ve ortak kollektörlü dür. Ortak beyz bağlantılı devrelerde giriş sinyali emiterden uygulandığında çıkış kollektörden alınır. Bu devre düşük giriş empedans devresi için gerilim yükseltmekte 21

36 kullanılabilir. Yüksek çıkış empedansına ve yüksek güce sahiptir. Fakat akım kazancı 1 den daha düşüktür. Ortak beyzli devreler giriş empedansı düşük, çıkış empedansı yüksek devrelerde kullanılır. Antenlerin empedansları düşük olur. Bu nedenle tunerlerin anten giriş devresi olarak kullanılmaktadır. Ortak kollektör bağlantılı devrelerde giriş sinyali beyz e uygulanıp çıkış sinyali emiterden akım ve güç kazancı olarak elde edilir. Gerilim kazancı 1 den küçüktür. Bu devreler yüksek giriş empedansı, düşük çıkış empedansına sahip olmaları sebebiyle buffer (tampon) yükseltici veya aktif empedans uyumlandırma devrelerinde kullanılır. Bu çalışmada ortak emiterli bağlantı şekli kullanılmıştır. Elektronikte en yaygın olarak kullanılan bağlantı şeklidir. Diğer bağlantı şekillerinden daha fazla akım ve gerilim kazancına sahiptir. Buna bağlı olarak güç kazancı çok yüksektir. Beyz e uygulanan giriş sinyali lik faz kaymasına uğrayarak kollektörden çıkar. β DC kısa devre akım kazancıdır ve I c = β x I b dir. V ce sabit olmak üzere β dc =I c /I b dir. I b değeri I c den çok küçük olduğu için β değeri büyüktür. β değeri küçük olan transistörler genelde güç transistörleridir. β değerine h FE ile de gösterilir. Ortak emiter bağlantıda giriş empedansı 1Kohm - 2Kohm, çıkış empedansı 50Kohm dan küçüktür ve giriş ile çıkış arasında faz farkı var. Ön yükselteç devresi olarak kullanılır. (Rosu,2005) Şekil 3.5 (a)ortak emiter (b)ortak kollektör (c)ortak beyz devresi Çok katlı RF yükselteçler Tek katlı yükselticiler ile çok katlı yükselticileri karşılaştırdığımızda çok katlı yükselticiler arttırılmış giriş direnci, azaltılmış çıkış direnci, arttırılmış kazanç ve arttırılmış güç kullanma imkânı sağlar. 22

37 Şekil 3.6 Tek katlı yükselticinin yük ve kaynak arasındaki dönüştürücünün lineer modeli rin v = v 0,83v r + R = in g g in g (3.1) RL v = a v 4.0v R + r out v in g L out (3.2) Şekil 3.6 de verilen devrede tek katlı bir yükseltecin örneği verilmekte ve bu örnekteki değerlere göre çıkışıdan elde edilen gerilim kazancı hesaplamaktadır. Gerilimin önündeki işareti gerilimin giriş işaretiyle ters alternansta olduğunu ifade eder. Çok katlı güç yükselticileri genel olarak birçok transistörün entegre devresinde birbirleriyle uyumlandırılması ile elde edilir. Tipik dönüştürücüler (ortak emiterli) orta genişlikte kazanç ve Kohm mertebesinde giriş ve çıkış dirence sahiptirler. Sıralı yapıdakilerde daha yüksek giriş direnci daha düşük çıkış direnci vardır fakat tek bir kazanç vardır. Çok katlı yükselteçlerde ilk yükselteç ya da ilk birkaç yükselteç çok önemlidir. Bu yükselteçleri oluşturan transistörlerin çok az olan iç gürültüleri çok az olmalı. Çok katlı yükselteçlerde toplam kazanç her yükseltecin kazancının, bir sonraki yükseltecin kazancı ile çarpımına eşittir. Bu nedenle ilk transistör de üretilen gürültü çıkışta çok büyük gürültü haline dönüşebilir. Bir yükseltecin çıkışını diğer 23

38 yükseltecin girişine bağlamak için bazı noktalara dikkat edilmesi gerekir. 1-Her yükseltecin DC çalışma şartı vardır. Yükselteçler arka arkaya bağlandıklarında birbirlerinin DC çalışma şartlarını bozmamalılar. 2-Bir yükselteç çıkışında oluşan sinyal diğer yükseltecin girişine bağlanırken en az kayıp ve bozulmaya uğramalıdır. 3-Yükselteçler arka arkaya bağlanırken giriş ve çıkış empedanslarının (AC dirençlerinin) birbirlerine uygun olması gereklidir.(rosu,2005) Çok katlı güç yükselteçlerde kuplaj Ayrı katların DC blok kapasitörler kullanılarak kutuplandırılması ve çiftleştirilmesi ile çok katlı kaskat yapılar oluşturmak mümkündür. Çok katlı yükselteç yapıları oluştururken güç kaybını azaltmak için her katın empedanslarının eşit olması gerekir. Bu uygunluğu sağlamak için ve bir devredeki DC akımın diğer devreyi etkilemesinin istenmediği haller için çeşitli kuplaj şekilleri uygulanmaktadır. Direkt kuplaj, RC kuplaj, transformatör ile kuplaj en yaygın olarak kullanılan kuplajlama teknikleridir. RF Güç yükselteci çalışmamızda RC kuplaj tekniği kullanılmıştır. (Sayre 2008) XC (endüktif) kuplaj Empedans kuplajı olarak da adlandırılan endüktif kuplaj AC ve RF devrelerinde kullanılır. RC kuplajlı devrelere benzer. Fakat endüktif kuplajda direnç yerine bobin kullanılır. Endüktif kuplajın avantajı bobin üzerinde gereksiz harcanan DC gücün az olmasıdır. Bu da yükselteci daha yüksek verimli çalıştırmayı sağlar. Bobinin endüktansı kollektörün yükü gibi çalışır ve AC gerilim düşümü oluşturur. İndüktans kuplaj genellik dar band frekans uygulamalarında kullanılır. Çünkü frekans değiştikçe bobinin indüktansı da değişir ve buna bağlı olarak da katların kazançları değişir. Bir devrenin çıkışındaki sadece AC sinyali sonraki devrenin girişine aktarmak isteniyorsa ve bu iki devreyi birbirine bağlarken empedans uyumu sorunu yoksa bağlama elemanı olarak kondansatör kullanılır. (Sayre,2008) Kullanılan kondansatör, sinyal frekansına çok az empedans göstermelidir. Bir kondansatör DC gerilimi geçirmez, düşük frekanslara ise yüksek empedans gösterir. Bu nedenle XC kuplajlı devrelerde düşük frekanslarda kazanç azalır. 24

39 RF Çıkış RF Giriş Şekil 3.7 Katlar arası XC kuplaj blok şeması Yüksek frekanslara çıkıldıkça kuplaj kondansatörünün empedansı iyice azalacağı için devrenin kazancı da (teorik olarak) artacaktır. Gerçekte bu durum böyle gerçekleşemez. Frekans arttıkça kullanılan transistörün yüksek frekans karakteristiği, transistörün küçük iç kapasiteleri hatta devrenin baskı devresinin şekli ve kullanılan malzemenin özeliğinden dolayı devrenin kazancı düşecektir. (Bahl,2009) Üç Katlı RF Yükselticileri Küçük Sinyal Modeli ve Yükselteç Katları Çok katlı yükselteçlerde giriş sinyali her kattaki transistörün özelliğine bağlı olarak yükselerek bir sonraki kat ve çıkışa aktarılır. Şekil 3.8 Üç katlı yükseltici devre örneği 25

40 Üç katlı kaskat bağlı bir yükseltici örneği Şekil 3.8 de verilmektedir. Buradaki devrenin çözümünden yola çıkarak bu yükseltecin giriş, çıkış direnci ve gerilim kazancı formülleri Çizelge 3.5 daki gibidir. Çizelge 3.5. Üç katlı güç yükselticinin kazanç ve giriş-çıkış direnç ifadeleri Parametre Kat 1 Kat 2 Kat 3 A v r βo 1R1 + ( β + 1) R π1 o1 2 R1 o2 3 R 2 r β R + ( β + 1) R π 2 o2 4 R3 ( βo3 + 1) R5 R 4 r + ( β + 1) R π 3 o3 5 1 r + ( β + 1) R o1 R 2 r in π1 o1 2 r + + R o2 R 4 β π 2 ( βo2 1) 4 r + + R β o3 R 5 β π 3 ( βo3 1) 5 r out R 1 R 3 R 5 rπ 3 + R3 ( β + 1) o3 Şekil 3.9 Üç katlı yükselticin katları ve katların küçük sinyal modeli v r r r = ( a )( a )( a ) v R r r r r r out in1 in2 in g g + in1 in2 + out1 in3 + out 2 vout v R1 R3 βo1r2 βo2r4 βo3r5 (1) R R R + β R R + β R R + β R g 2 4 G O1 2 1 O2 4 3 O3 5 (3.3) Yukarıdaki Şekil 3.8 deki 3 katlı yükseltecin küçük sinyal modeli görülmektedir. Gerilim kazancı formülü 3 katlı bir yükseltecin küçük sinyal modelinin ve bu modeli çözümlenmesiyle elde edilmiştir. (Rosu,2005) 26

41 Bu çalışmada da güç yükselteci yüksek güç elde edilmek amacıyla 3 katlı olarak tasarlanmıştır. Giriş katı, sürücü katı ve çıkış katından oluşmaktadır. Giriş katları, genelde bilinen adlarıyla ön yükselteçler, sinyali, güç yükseltecinin kullanabileceği voltaj seviyesine getirir. Güç yükseltecinden tam verimi ve kaliteyi alabilmek için, ön yükselteç kullanmak gereklidir. Ön yükseltecin sahip olması gereken özellikler, sinyali bozmadan gerekli voltaja yükseltebilmesidir. Önemi ise, yükselteç ne kadar kaliteli olursa olsun, giriş sinyali kaliteli olmadığı sürece elde edilecek sonuç kötü olacağından, ön yükseltecin sinyal kalitesi üzerinde doğrudan etkisi vardır. Sürücü katı ön yükselteçten gelen sinyalleri bir miktar daha yükselterek güç katına iletir. Güç katı girişe uygulanan sinyali hem gerilim hem de akım bakımından yükselten devrelere güç yükselteci denir. Güç yükselteçleri akım kumandalı olarak çalışan devrelerdir. Yani bunların girişine uygulanan sinyallerin akım değerinin gerilim yükselteçlerinden daha yüksek olması gerekir. Bir örnekle açıklarsak, gerilim yükselteci 1 ma lik sinyalle çalışabilirken, güç yükselteci 10 ma lik giriş akımıyla çalışır. Yükseltme işlemi yapan transistörler büyük akım taşıdıklarından, çalışma sırasında ısınırlar Güç yükselticilerinde kutuplama yöntemleri Mikrodalga kollektörlerini RF koşullarında tam performanslı olarak çalıştırabilmek için doğru kutuplandırmak gerekir. Sıcaklık, kararlılık, verimlilik, maliyet, cihaz, güç çıkışı, doğrusallık, vb şartlara bağlı olarak, bir yükseltecin birçok farklı kutuplama yolu bulunmaktadır. Bu da temel olarak pasif ve aktif kutuplama olmak üzere 2 çeşitte yapılır. Kutuplama devresinde amaç GaAs FET/Bipolar transistörün akım kazancındaki sapma ne olursa olsun drain / kollektör akımını sürdürmektir. Bir GaAs FET de zaman içerisinde transkondüktansında azalma olur ve buna bağlı olarak da kutuplanma akımında düşme olur. Kutuplanma akımındaki azalma ise RF cihazlarının kazanç ve çıkış güçlerinin düşmesine sebep olur. 27

42 Pasif kutuplama Belli bir drain akımı ve drain-source gerilimi etrafında FET in çalışabilmesi için çoğunlukla kutuplandırılması gerekir. Eleman bir yükselteç olarak çalıştırılacaksa aktif bölgede çalışacak şekilde polarma gerilim ve akımları seçilir. Fet lerin pasif kutuplanması Kutuplama devreleri Fet lerin Q noktasında çalışmalarını sağlamak için kullanılır. Güç yükselticideki bir FET i 12Vds ve %50 doymuş drain akımında çalıştırmak istenilirse bu FET in Q çalışma noktasıdır. BJT lerde olduğu gibi FET lerin de en az 3 çeşit kutuplama türü vardır. Bu seçeneklerden bir tanesi gate ile drain bağlantısı için bir ayrı DC besleme gerilimi, source n topraklanması, gate beslemesinin ayarlanabilir olması. Source n topraklanması FET den daha fazla kazanç ve verimlilik elde edilmesini sağlar. Şekil 3.9 da FET lerin diğer pasif kutuplama türlerinden olan gerilim bölücü devre şeması verilmiştir. Gate kutuplama devresi diye de adlandırılan bu kutuplama devresi birkaç fonksiyona sahiptir. 1- Gate- source (Vgs) voltajının sabit kalmasını sağlamak. 2- Pozitif ve negatif gate akımı (Igs) sağlamak. 3- Gate source jonksiyonu pozitif voltajla kutuplandığında veya cihaz kesime gittiğinde Igs ile gate i korumak. 4- Pozitif kazanca sahip cihazın gate inde negatif rezistans görülmesi halinde cihazı kararlı tutabilmek. 5- Giriş uyumlandırma devresinin etkilemeden cihazın girişini harmoniklerden filtrelemek. 6- Drain den kutuplama devresine gelen herhangi bir sinyalden gate i izole etmek. Şekil 3.10 FET pasif kutuplama devresi (gerilim bölücü) 28

43 Vgs R1 = (3.4) I B ( Vds Vgs ) R1 R2 = (3.5) V gs R V I DD ds 3 = ds V + I B (3.6) Yukarıdaki devrede pasif kutuplama R2 ve R1 voltaj bölücü dirençlerinin kullanılmasıyla yapılmaktadır. Burada R3 direnci drain akımı sınırlı tutar ve geri beslemede R2 ve R1 tarafından bölünen voltajı oluşturur Aktif kutuplama Aktif kutuplama, transistörün DC performansındaki kutuplama noktasının aşırı sıcaklık ve aşırı değişkenlik göstermesi durumunda sabit kalmasını sağlar. Ayrıca aktif kutuplama PHEMT in (pseudomorphic high electron mobility transistor) artış moduna karşı PHEMT in azaltma modunun negatif bir besleme kaynağına ihtiyaç duymamaktadır. Artış modundaki aktif kutuplama tekniği BJT transistörlerin uygulanan kutuplama yöntemine çok yakındır. FET lerin aktif kutuplanması Diğer bir FET leri kutuplama yöntemi aktif kutuplamadır. Bu yöntem genellikle geri beslemeli sistemlerde FET i Q çalışma noktasında sabit tutabilmek için kullanılır. Şekil 3.13 ve 3.14 de ki devrelerden oluşturulan aktif kutuplamalı sistem doğrusal bir A sınıfı yükseltici fonksiyonu gerçekleştirebilir. Bu oluşan sistemde kazançtan veya emiter direncindeki kararlılıktan herhangi bir ödün vermeden yükseltme işlemini gerçekleştirir. (emiter direnci küçük bir indüktans değerine sahiptir.) Şekil 3.13 de görülen DC aktif kutuplama devresinde kutuplama direnci yoktur. Bunun yerine PNP transistör ve bunun yardımcı diyotu kullanılmıştır. Şimdi A sınıfı bir yükselticinin aktif kutuplamalı olarak tasarlanmasını bir örnek ile açıklayalım. I D akımı 2mA 29

44 olacak şekilde bir diyot seçilir. Şekil 3.13 ve şekil 3.14 deki RF transistörleri A sınıfı çalıştıracak şekilde uygun bir I C akımı seçilir. (Sayre,2008) Şekil 3.11 kutuplama devresiz A sınıfı yükseltici Şekil 3.12 A sınıfı aktif kutuplama devresi Şekil 3.13 ve şekil 3.14 deki RF transistörleri için gerekli olan V CE geriliminde 2-3V daha yüksek bir V CC aktif kutuplama network gerilimi seçilir. Çalışma frekansında daha yüksek SCF (kendini rezonansa sokma frekansı) bir RFC bobin elemanı seçilmelidir. β değeri yaklaşık 30 olan bir PNP transistör seçilmelidir. (PNP transistör kullanıldığı için pozitif V CC gerilimi kullanılabilir.) Aktif kutuplama devresindeki direnç değerlerini hesaplamak için; 30

45 Kutuplanmış devrenin kollektör akımı R R + V V CC CE 1 = (3.7) ID R + V V CC CE 3 = (3.8) IC R 2 + VCE 0.7 = (3.9) I 4 min D VCE 1 = β (3.10) I C I C = R1 ( VCC 0.7) R ( R + R ) (3.11) olacaktır. Yine aynı devrenin kollektör emiter arası gerilimi de; olur. (Sayre,2008) V = V ( I R ) (3.12) CE CC C 3 Şekil 3.13 A sınıfı aktif kutuplamalı yükselteç devresi 31

46 Aktif kutuplama tekniğini kullanarak Vce ve Ic nin DC ortalama değerlerini sabit tutmak gerekir. Sıcaklık veya transistörün yapısal değişimi nedeniyle PNP Q noktasının (Vbe geriliminin) azalmasına karşılık R3 üzerindeki gerilimi düşümü artar. Azalan Q noktasının kollektör akımı R4 üzerinde gerilim düşümünü azaltır. Bu azaltma RF transistörün Q noktasının Ic ve Vbe değelerinin bu değişimi tolera edecek şekilde değiştirir. Sıcaklık artışına karşılık giriş voltajını düşürmek mümkündür. Örneğin giriş devresine diyot kullanmak, termal sensör kullanmak, band aralığı kutuplandırma devresi kullanmak gibi. Yukarıdaki devrede bütün transistörler aynı sıcaklıkta kabul edilmiştirler. (Sayre,2008) Güç Yükselteçlerinde A Sınıfı Çalışma ve Diğer Çalışma Sınıfları A Sınıfı Çalışma Kutuplanmış bir yükselticide çıkış akım sürekli akar ve giriş sinyalinin sürücü katında transistörün kesim bölgesine girmesini engelleyerek minimum seviyede tutulmasını sağlar. Sınıflar içerisinde en doğrusal sonuç veren sınıf A sınıfıdır. Doğrusallık demek yükselticinin giriş sinyali ile çıkış sinyalinin birbirine yakın olmasıdır. (Rosu,2005) Hiçbir transistör tam olarak doğrusal değildir ve yükseltici çıkışındaki sinyal girişteki sinyalin tam bir kopyası değildir. Doğrusal yükseltme AM (genlik modülasyonu) için veya hem AM hem de PM (faz modülasyonu) için gereklidir. (SSB, video taşıyıcılar, QPSK, QAM, OFDM) CW, FM veya AM gibi sinyaller sabit genliklere sahiptirler ve bu nedenle doğrusal yükseltime gerek yoktur. DC güç girişi sabittir ve ideal bir A sınıfı yükselticinin güç verimliliği % 50 dir. A sınıfı yükselticinin güç tüketimi çıkış sinyalinin genliğinden bağımsızdır. VCC PDC = = VCC * ICQ (3.13) R I CQ Im ax (3.14) 2 A sınıfı yükselticilerde yükseltme işlemi doğal olarak doğrusaldır ve akım artışı ve giriş sinyalindeki azalma IMD ve harmonik seviyesinde azalmalara sebep olur. 32

47 Yükseltme işlemi sırasında harmoniklerin bulunmaması transistörün maksimum kapasiteye yakın bölgelerde de kullanılmasını sağlar. Ancak verimi düşüktür. Bu sebeple A sınıfı güç yükselticiler düşük güç, yüksek doğrusallık, yüksek kazanç, geniş bant çalışması veya yüksek frekanslı uygulama gerektiren yerlerde kullanılır. Gerçek A sınıfı yükselticinin verimliliği transistörün doyum voltajı veya On bölgesi direnci tarafından azaltılmıştır. Aynı zamanda yük reaktansı da azaltmaya sebep olmakla birlikte güç yükselticinin aynı gücü yüke aktarabilmek için daha fazla akım ve voltaj harcamasına sebep olmaktadır. (Rosu,2005) V η = (3.15) 2. Lmax 2 Vcc η A sınıfının verimliliği, V Lmax maksimum yük gerilimi, Vcc kaynak gerilimini belirtmektedir. Önemli diğer bir noktada geniş sinyal A sınıfı bir yükseltici için küçük sinyal parametreleri yani S parametreleri kullanılabilir. B sınıfı çalışan yükselticilerde iletim açısı yaklaşık dir. Bu sebeple transistör sinyalin yarı dalgası iletimdedir. Giriş sinyali hem pozitif hem de negatif de iken yarı dalga halindedir. DC kutuplama uygulaması A sınıfı ile aynıdır. A sınıfından daha verimlidir. Yaklaşık % 78,5 dir. Fakat doğrusallığı A sınıfından kötüdür. B sınıfı yükselticiler bir miktar harmonik gürültü yaratabilirler. Bu sebeple yükseltme işleminden sonra filtreleme yapmak gerekebilir. B sınıfı yükselticilerin yaygın bir uygulaması da push-pull yükselticilerdir. (Rosu,2005) AB sınıfı yükselticiler A sınıfı ile B sınıfı arasındadır. Transistörün kutuplanma noktası A sınıfı ile kesim noktası arasındadır ve I cmax in % 10 ile % 15 i kadardır. Bu durumda transistör giriş sinyalinin yarım devrinden daha fazla bir süre fakat tam bir devirden daha az süre ON olacaktır. Sınıf AB nin iletim açısı arasında ve verimliliği % 50 ile %78.5 arasındadır. AB sınıfı doğrusal değildir. Genlik modülasyonu gönderildiğinde güç katının tepe noktasında önemli ölçüde bozulmaya uğrayacaktır. Bunun sebebi AB sınıfında iletim açısının hareketi sürücü katının bir fonksiyonudur. (Rosu,2005) 33

48 C sınıfı çalışmada transistör nin altında kayda değer yükseltme işlemi yapar. Transistör kutuplanmış iken kararlı halde kollektör akımı akmaz. Transistör kesimde boştur. Doğrusallığı bütün sınıflar içerisinde en zayıf olandır. Verimliliği A ve B sınıfında daha iyidir ve % 85 e kadar çıkabilmektedir. C sınıfı işlem yapabilmek için beyz-emiter jonksiyonunun ters kutuplanması gerekir. Harici bir kutuplamaya ihtiyaç yoktur. Çünkü transistör gerekli gücü beyzden toprağa giden RF yi kısarak elde eder. Solid- state C sınıfı uygulamalardaki ana sorunlardan biri negatif salınma ile kollektör-drain arasında çıkış geriliminin tepe noktalarının çakışmasıdır. Bu herhangi bir transistörün ters bozulma için en kötü durumdur hatta küçük sızıntı akımları verimlilik üzerinde önemli etkisi vardır. Bu sebeple yüksek RF ve mikrodalgaların C sınıfı uygulamalarında solid-state kullanılmaz. C sınıfı işlemin yürüyebilmesi için aktif cihazın kendi DC besleme voltajında en az 3 kez kollektör kırılma voltajının olması gerekir. Bunun sebebi C sınıfı yükselteçten çıkış gücü ortalama düşüktür ama çok yüksek giriş seviyesi istenmektedir. (Rosu,2005) D sınıfı yükseltici bir anahtarlama devresi olarak tanımlanabilir ve bunun sonucunda yarım dalga akım ve kare dalga voltaj oluşur. D sınıfı yükselticiler kare dalga oluşturmak için iki veya daha fazla transistör kullanırlar. D sınıfı yükselticileri özellikle yüksek frekanslarda gerçekleştirmek zordur ve sorunludur. Öncelikle uygun cihazların üst anahtarlama seviyeleri sınırlıdır. Ayrıca her bir döngüdeki drain-source kapasitansları ve öncü indüktanstaki kayıplar cihazın paraziti olarak ortaya çıkar. D sınıfı yükselticilerin farkı ise (düşük frekanslarda ve ses frekanslarında yaygındır) teorik olarak % 100 verim elde edilebilir. Ancak bu bir döngü boyunca değil akım ve voltaj dalga formlarının örtüştüğü noktada meydana gelir. (Rosu,2005) E sınıfı yükselticilerde tek bir transistör vardır. Collektör-Drain voltaj dalga formu, DC ile RF akımın şarj ettiği drain-shunt kapasitansı Cp buna paralel transistörün iç kapasitansı Co in toplamıdır. İdeal bir % 100 verim için anahtarlama kayıpları ve iyi tolerans sahip komponentlerin kullanılması gerekir. E sınıfı yükselticilerde optimum verimlilik için Cs kapasitansı için bir üst limit gereklidir. RF kırması büyüktür ve sadece DC akım Idc akar. Ls ve Cs yi içeren çıkış devresinin Q su yeterince geniştir bu sebeple çıkış akım Io ve çıkış gerilimi Vo temel bileşen içerir. Bütün 34

49 harmonikler filtre tarafından ortadan kaldırılmıştır. Transistör mükemmel bir anahtar gibi çalışır. ON durumunda kollektör-drain voltajı sıfır, OFF konumunda is kollektör akımı sıfırdır. Transistörün çıkış kapasitansı Co ve dolayısıyla Cp voltajdan bağımsızdır. (Rosu,2005) F sınıfı çalışmada çıkışta harmonik resonatörleri kullanarak drain dalga formunu şekillendirmek hem verimi hem de çıkışı arttırır. Voltaj dalga formu yaklaşık bir kare dalga formu ve bir veya birden fazla tek harmonik içerir. Dönüşümlü olarak (ters F sınıfı) voltaj bir yarım sinüs dalgası, akım ise kare dalga içerir. F sınıfı yükselticiler yüksek verimliliğe sahiptir. Yaklaşık %88.4 dür. Çıkış uyumlandırma ağının karmaşıklığı sebebiyle F sınıfı yükseltici tasarımı zordur. (Rosu,2005) Şekil 3.14 A sınıfı, B sınıfı, AB sınıfı yükselteçlerin çıkış dalga formları 35

50 Şekil 3.15 Farklı sınıflar için DC çalışma noktası (Q noktası) RF Güç Yükselteci Tasarımı ve Performans Parametreleri RF güç yükselteçleri verici çıkışındaki sinyali başarılı bir şekilde alıcıya aktarabilmek için sinyalde yükseltme işlemini gerçekleştiren cihazdır. Genellikle mikrodalga cihazların en zor tasarlanan ve en pahalı elemanlardan oluşan bölümleridir. Yüksek güçte transistörlerin nonlinnerlik özelliklerinden dolayı bozulma gerilimleri önemli bir tasarım sorunudur. Ayrıca transistörlerin ısısal dağılımının sağlanması da RF güç yükselteci tasarımında verimliliği arttıran bir unsurdur. Yüksek verimlilik uzun süre batarya kullanımı için gereklidir. Bir RF güç yükseltici tanımlarken bazı önemli parametreler vardır. Bunlar; Kazanç Doğrusallık Çıkış Gücü Verimlilik Çalışma sıcaklığı Çalışma sınıfı (A, B, C, D, E, F gibi) Birçok uygulamada güç yükselteçleri chip üzerinde minimal düzeyde yarıiletkenden oluşmuş ayrı bir cihaz olarak tasarlanmaktadır. Güç yükselteçlerin kendine özgü yarıiletken ve ısıl özelliklerinden dolayı istenilen performansı elde edebilmek için üretim ve imalat tekniklerinin de kendine özgü tekniklerle yapılmasını zorunlu kılmaktadır. Güç ve frekans talepleri güç yükselteçlerinin başlıca karşılamak zorunda oldukları esaslardır. 800MHz ve 1W altındaki güç yükselteçlerinde Si ve SiGe yarıiletkenleri kullanılmaktadır. Daha üst seviyelerdeki uygulamalarda ise HBT ve 36

51 HEMT teknolojisi yer almaktadır. Çok yüksek güç ve çok yüksek frekanslardaki uygulamalarda ise vakum tüp teknolojisi kullanılmaya devam edilmektedir. RF güç yükselteçleri, radyo frekansında çalışan vericilerde gerekli kazancı ve gücü sağlayan, genelde anteni besleyen devre elemanıdır ve kablosuz haberleşme, TV iletimi, radar, RF ısıtma gibi çok geniş alanlarda uygulamaları vardır. Yüksek güçte çalıştığı için sistemin en çok akım çeken ve en çok ısı üreten parçasıdır. Uygulamalara bağlı olarak çıkış gücü birkaç mw den birkaç MW a kadar olabilmektedir. Solid-state RF güç cihazlarının kullanımı daha düşük voltaj, daha yüksek akım ve nispeten düşük yük direncini getirmiştir. Özellikle cep telefonu gibi taşınabilir cihazlarda verimliliği, doğrudan pil ömrünü etkilediği için çok önemli bir rol oynar. (Sayre,2009) Yükseltecin sınıfını, transistörün çıkıştaki DC akımının, 360 derecelik periyodun ne kadarında aktığı (yani DC besleme noktası) belirler. Örneğin A sınıfı olanlarda bu akım (FET için Id, Bipolar için Ic) sürekli akmaktadır. A sınıfının özelliği doğrusallığının yüksek, verimliliğinin düşük olmasıdır. B sınıfında bu akım sadece periyodun yarısında (180 Derece) akmaktadır. Verimlilik artarken doğrusallıkta bozulmalar olur. Verimlilik ile doğrusallık bu tür devrelerde bir biriyle çelişki halindedir, yani birini iyileştirirken diğeri bozulur. C sınıfı, A sınıfı ile B sınıfının arasında, verimlilikten ve doğrusallıktan uygun tavizler verilen orta bir noktadadır. Yükseltici sınıflarına ileride tekrar detaylı olarak değinilecektir. Bir RF güç yükselticinin kutuplama noktasını seçmek yine o güç yükselticinin nihai katındaki performansının çözümlenmesi ile mümkündür. Çıkış gücü, verimlilik, doğrusallık vb uygulamaya göre değişen bazı parametreleri değerlendirmek için güç yükselticinin kutuplama noktasındaki yaklaşımlardan faydalanılır. Güç yükselticinin verimliliği sinyal gücünün kaynağın DC gücüne çevrilip yüke aktarılabilme yeteneğidir. Güç yararlı sinyale dönüştürülemez ısı olarak ortaya çıkar. Düşük verimliliğe sahip güç yükselticilerde ısı dağılımı tasarımı kısıtlayıcı bir faktör olabilir. 37

52 Operasyon sınıfına ek olarak güç yükselticinin genel verimliliği yalıtkan ve iletken faktörlerinden etkilemektedir. Önce devredeki kayıplar ölçülmeli sonra girişimi minimize etmeli ve en son olarak ta mekanik ve termal tasarımların bütün koşullar altında yeterli olduğundan emin olunmalıdır RF Güç yükselteçlerinde küçük sinyal karakteristiği ve empedans hesaplaması Küçük sinyal karakteristiği transistörün iç ve dış parametrelerinin çözümlenmesinden oluşur. Dış parametreler parazitik elementlerdir ve soğuk transistör test durumunda (bu ölçüm transistörün kollektör/drain kutuplaması yapılmadan) ölçülen S parametreleriyle belirlenir. Bu parametreler R S, R g,r d, L g, L s, L d dir ve kutuplama noktasında bağımsızdır. İç parametreler kutuplama noktası altında ölçümü yapılan S parametrelerinden oluşur. (Bahl,2009) Şekil 3.16 FET küçük sinyal modeli Yüksek frekanslara doğru gidildiğinde devrelerde kapıların AD (açık devre) ya da KD (kısa devre) koşulunu sağlaması zorlaşmaktadır. Bunun temel nedeni artık elektromanyetik ışımanın önem kazanması ve KD ya da AD koşuluna sahip bir kapıdan EM ışımanın gerçekleşmesidir. Bu nedenle yüksek frekans, başka bir deyişle 38

53 mikrodalga devrelerinde ışıma sorununu ortadan kaldıracak ve devre mantığı yerine EM dalga mantığını kullanan dağılmış (S) parametreli devre analizi kullanılır. S 11 : 1-kapısındaki gerilim yansıma katsayısı, S 22 : 2-kapısındaki gerilim yansıma katsayısı S 21 : 1-kapısından 2-kapısına doğru (ileriye) gerilim transfer fonksiyonu, S 12 : 2- kapısından 1-kapısına doğru (geriye) gerilim transfer fonksiyonunu temsil eder. Devre parametreleri arasında geçişler her zaman olasıdır. Yani empedans ya da admitans parametreleri verilmiş bir 2 kapılının S parametreleri dönüşüm bağıntıları kullanılarak kolayca hesaplanabilir. Tersine S parametrelerinden de empedans ve admitans parametreleri bulunabilir. Bunun için gerekli dönüşüm denklemleri; z z z z = Z 11 0 = Z 12 0 = Z 21 0 = Z 22 0 (1 + s )(1 s ) + s s (1 s )(1 s ) s s s12 (1 s )(1 s ) s s s21 (1 s )(1 s ) s s (1 s )(1 + s ) + s s (1 s )(1 s ) s s (3.16) (3.17) (3.18) (3.19) Z nin (empedans) S parametreleri cinsinden formülü verilmektedir. Bu parametrelerle her bir port için empedans değeri hesaplanabilir. y y y y (1 s )(1 + s ) + s s = Z (1 + s )(1 + s ) s s s12 = Z (1 + s )(1 + s ) s s s21 = Z (1 + s )(1 + s ) s s (1 + s )(1 s ) + s s = Z (1 + s )(1 + s ) s s (3.20) (3.21) (3.22) (3.23) 39

54 Empedans formüllerinde olduğu gibi Y nin (admitans) S parametre cinsinden formüllerini kullanarak portların admitans değerleri bulunabilir Transistörlerin geniş sinyal (nonlineerlik) karakteristikleri ve Statz modeli Giriş gücünün artışına bağlı olarak çıkış gücüde artar. Fakat bu çıkış gücündeki artış sürekli doğrusal olarak artmaz. Belirli bir seviyeden (1 db bastırma noktası) sonra bu artış miktarı durur. Bir transistör P 1-dB altında sinyal güçleri lineer davranır. Bu sebeple küçük sinyal S parametreleri giriş güç seviyesine ve çıkış empedansına bağlı olmamalıdır. P 1-dB üzerine çıkıldığında transistörlerin nonlineerlik özelliği ortaya çıkmaktadır. Artık ölçülen S parametreleri giriş güç seviyesine ve çıkış empedansına bağlıdır. FET ve BJT transistörlerin geniş sinyal davranışlarını belirleyebilmek amacıyla nonlineer eşdeğer devre modelleri geliştirilmiştir. Şekil 3.16 da GaAs Fet lere ait genel geniş sinyal eşdeğer devresi görülmektedir. Bu modelde FET ler için baskın parametreler C gs, g m, C gd, R ds dir. (Bahl,2009) Şekil GaAs Fet geniş sinyal eşdeğer devresi 40

55 Geniş sinyal (nonlineer) modellerinde I ds (g m,r ds ), C gd, C gs gerilime bağlı değişen elemanlardır. I = ( A + AV + A V + A V ) tanh( αv ) (3.24) ds ds [ β ] V1 = Vgs 1 + ( Vdso Vds ) (3.25) C = C. f ( V, V ) (3.26) gs gso gs gd C = C. g( V, V ) (3.27) gd gdo gs gd V gs,v gd,v ds drain-source,drain-gate ve gate-source arasındaki gerilimlerdir. Normalde FET lerin source ları topraktır. A i (i=0,1,2...) katsayı, α, β ve V dso DC veya I-V bölge verilerinin ölçümünde değerlendirilir. C gdo ve C gso normal DC kutuplama durumundaki S parametrelerin ölçümünden elde edilir. V gs,v gd gerilimleri geniş DC kutuplama aralığında ölçülen S parametrelerin çözümünden elde edilir. tanh fonksiyonu drain akımını tanımlar.(bahl,2009) Şekil Statz modeli eşdeğer devresi Eşdeğer devre modelleri bilgisayar destekli tasarım yazılımlarıyla kullanıldığında son derece yararlı olmaktadır. Göz önüne alınması gereken önemli bir husus bu parametrelerin çıkış gücü artıkça sıcaklıklarının da artmasıdır. Tez çalışmasında nonlineer model olarak Statz FET modeli kullanılmıştır. Şekil 3.18 de ise Statz modelinin eşdeğer devresi ve eşdeğer devre elemanlarının yerleşimi görülmektedir. 41

56 Çizelge 3.6. CLY 5 transistörünün nonlineer Statz modeli parametreleri Parametre Adı Değeri Birimi Açıklaması BETA Beta sabiti VTO V Pinc off gerilimi ALPHA 6.26 Drain I/V parametresi LAMBDA Çıkış kondüsktansı THETA 0.3 I/V paramtetresi TAU 14.23E-3 ns Gate-drain zaman gecikmesi VBR 16 V Gate jonksiyon kesim gerilimi IS 0.64E-9 ma Gate diyot akımı N Gate diyot ideallik parametresi VBI V Gate yapım gerilimi FC Gate doğrusallaştırma parametresi RC Ohm RF drain-source direnci CRF 1 pf Rds kesim frekans çözüm kapasitansı RG Ohm Gate direnci RD Ohm Drain direnci RS Ohm Source direnci RIN Ohm İç yapı direnci CGSO 0 pf Gate-source kapasitansı CGDO 0 pf Gate-drain kapasitansı DELTA Kapasitans DELTA1 parametresi DELTA Kapasitans DELTA2 parametresi CDS pf Drain-source kapasitansı CGS pf Gate-source kapasitansı CGD pf Gate-drain kapasitansı 42

57 Çizelge 3.6 Devamı TNOM degree Sıcaklık RGD ohm Gate- drain direnci LS 69.18E-3 nh Source endüktansı LG 203.8E-3 nh Gate endüktansı LD 113.2E-3 nh Drain endüktansı Tez çalışmasında kullanılan CLY5 transistörüne ait nonlineer Statz modelinin parametreleri ve değerleri Çizelge 3.6 da verilmektedir. (Hazouard,2002) RF Güç yükselteçlerinde Kazanç (gain) Yük empedansı ve besleme kaynağı ile iki portlu bir network ün güç transfer karakteristiğini göz önüne alalım. Bu iki portlu network genelde bir filtre veya bir yükselticidir. (Chuang,2006) Şekil Yük empedansı ve kaynak ile iki portlu network Şekil 3.19 de iki portlu bir network için gelen sinyal, yansıyan sinyal, kazanç ve yansıma katsayıları gösterilmektedir. V + 1 : kaynaktan networke giren gerilim V - 1 : networkten kaynağa yansıyan gerilim V + 2 : yükten networke giren gerilim V - 2 : networkten yüke yansıyan gerilim P avs : kaynağın mevcut gücü 43

58 P in : networkun girişine aktarılan güç P avn : networkun mevcut gücü P L : yükte harcanan güç Γ S : networkten kaynağa doğru olan yansıma katsayısı Γ L : networkten yüke doğru olan yansıma katsayısı G: güç kazancı G A : mevcut güç kazancı G T : transdüser kazancı Z Γ L = Z Z Γ S = Z L L S S Z + Z Z + Z (3.28) (3.29) V S S Γ L Γ İN = = s (3.30) V1 1 S22 Γ L V S S Γ S Γ OUT = = s22 + (3.31) + V2 1 S11 Γ S 2 2 P S21 (1 Γ ) L L = = (3.32) 2 2 İN 1 22 Γ L (1 Γ İN ) G P S G 2 2 P S21 (1 Γ ) avn S A = = (3.33) 2 2 Pavs 1 S11 Γ S (1 Γ OUT ) G T P P L = = avs (1 Γ ) 1 1 Γ Γ 2 2 S 2 ΓL S S 1 S İN 22ΓL (3.34) Transdüser kazancı kaynaktan yüke aktarılan gücün oranı olarak tanımlanır. Kaynak ile yük arsındaki empedans farkı ortadan kalktığında G T kazancı maksimum olur. Şekil 3.18 deki iki portlu bir network için kazanç hesaplamak için (3.33) denklemi kullanılır. (Chuang,2006) 44

59 RF Güç yükselteçlerinde Kararlılık (stability) Bir yükselticinin kararlılığı ya da salınım yapmaya karşı olan direnci tasarımda dikkat edilmesi gerekli önemli bir konudur. Kararlılık S-parametrelerinden, uyumlandırma ağlarından ve sonlandırmalardan belirlenebilir. İki portlu bir ağda, salınım olma durumu giriş ya da çıkış portunun negatif direnç sergilemesiyle mümkündür. Bu da Γ > 1 ya da Γ out >1 olduğu zaman meydana gelir. Tek taraflı in (unilateral) bir aygıtta S 11 >1 ya da S 22 >1 için kararsızlık durumu olmaktadır. Yani, tek taraflı bir transistör için S 12 =0 dır ve bu konumda Γ out = S 22 ve Γ in = S 11 olacaktır. Böylece eğer S 11 >1 ise transistör girişte negatif direnç sergileyecektir. Eğer S 22 >1 ise transistör bu sefer çıkışta negatif direnç sergileyecektir. (Chuang,2006) Şekil 2.4 de gösterilen iki portlu ağda eğer Z IN ve Z OUT empedanslarının reel kısmı verilen frekansta bütün pasif yük ve kaynak empedansları için sıfırdan büyükse bu ağa şartsız kararlı ağ denir. Ağ şartsız kararlı değilse o zaman da bu ağ potansiyel kararsızdır. Yani, bazı pasif yük ve kaynak sonlandırmaları negatif reel kısma sahip giriş ve çıkış empedansları üretecektir. (Chuang,2006) Şekil İki portlu sistem blok şeması Yansıma katsayısı terimlerinde verilen bir frekanstaki şartsız kararlılık koşulları şu şekildedir. Γ S < 1 ve Γ L < 1 S S Γ S Γ İN = S11 + < 1 S11Γ S 1 (3.35) 45

60 S S Γ S Γ OUT = S22 + < 1 S11Γ S 1 (3.36) Buradaki bütün katsayılar aynı Z 0 karakteristik empedansına normalize edilmiştir. Şekil 3.20 deki iki portlu devre potansiyel kararsız olduğu zaman Z IN ve Z OUT empedanslarının reel kısmını pozitif yapacak Γ S ve Γ L değerleri olabilir ve bu değerler Smith haritası yardımıyla grafiksel prosedür kullanılarak belirlenebilir. (Rosu,2005) Γ in >1 (veya Γ out >1) ise giriş (veya çıkış) empedansı negatif reel değere sahiptir. Bu yöntemde öncelikle Γ İN =1 ve Γ OUT =1 eşitliklerini sağlayacak Γ L ve Γ S değer bölgeleri belirlenir. Bu değer bölgeleri çıkış ve giriş kararlılık çemberlerini oluştururlar ve bu çemberlerin yarıçapları ve merkezleri, Γ İN =1 için Γ L değerlerine göre (Çıkış Kararlılık Çemberi), C L = ( S DS ) S 22 D * * (merkez) (3.37) r L = S 22 S S D (yarıçap) (3.38) Γ OUT =1 için Γ S değerlerine göre (Giriş Kararlılık Çemberi), C S = ( S DS ) S 11 D * * (merkez) (3.39) r S = S 11 S S D (yarıçap) (3.40) olarak elde edilirler. Yukarıdaki eşitliklerde D = S 11 S 22 S 12 S 21 dir. Böylece iki portlu aygıtın belirli bir frekanstaki S-parametreleriyle, yukarıdaki çemberler Smith haritasında çizilerek giriş ve çıkış kararlılık bölgeleri kolayca gözlemlenebilir. 46

61 Γ İN =1 ve Γ OUT =1 olduğu kararlılık çemberlerinin grafiksel gösterimi Şekil 3.21 de verilmiştir. (Chuang,2006) (a) (b) Şekil 3.21 Smith abağında kararlılık çemberinin kurulumu a) Γ L değer bölgesi b) Γ S değer bölgesi Γ L değer bölgesinde, kararlılık çemberi sınırının bir tarafı Γ İN <1, diğer tarafı Γ İN > 1 olacaktır. Aynı şekilde Γ S değer bölgesinde ise, kararlılık çemberi sınırının bir tarafı Γ OUT <1, diğer tarafı Γ OUT >1 olacaktır. Bu durumdan yola çıkarak Smith haritasındaki kararlı ve kararsız bölgeler kolayca belirlenebilir. Eğer Γ L =0 ise yukarıdaki eşitlikten Γ İN = S 11 olacaktır. Sonra S 11 <1 ise Γ İN <1 olacaktır. Buradan Smith haritasının merkezinin kararlı olduğu sonucu ortaya çıkmaktadır. Eğer S 11 >1 olsa idi ( Γ İN >1) o zaman Smith haritasının merkezi kararsız olacaktır. Bu durum aynı şekilde Γ S için de geçerli olmaktadır. (Chuang,2006) Bir iki portlu yükselticinin şartsız kararlı olması için gerekli ve yeter koşullar S parametreleri terimlerinde şu şekildedir: K S11 S22 + D = > 1 ve 1 2 S S D < (3.41) Burada D = S 11 S 22 S 12 S 21 dir. Eğer iki portlu bir ağ bu iki şarttan birini sağlamıyorsa o zaman bu ağ potansiyel kararsız bir ağdır. 47

62 Kararsız bir transistör, rezistif yükleme ile ya da negatif geri besleme eklenerek şartsız kararlı yapılabilir. Ancak bu durumda güç kazancı, gürültü figürü ve VSWR da kötüleşmeler olmaktadır. (Chuang,2006) Ayrıca kararlılık durumu frekansa bağlıdır. Bu sebeple yükseltici bir frekansta kararlı iken başka bir frekansta kararsız olabilir Dönüş Kaybı (RL) ve Voltaj Durağan Dalga Oranı (VSWR) Pratik devre gerçekleşmesinde daima elde edilebilir kaynak gücü ve iletim hattına aktarılan güç arasında bir uyuşmazlık söz konusudur. Yani, Γ in hiçbir zaman sıfıra eşit değildir. Bu uyumsuzluk genelde dönüş kaybı (RL) olarak adlandırılır ve yansıyan gücün (Pr) giren güce (Pi) oranı şeklinde ifade edilir. Yani, P r 2 RL = 10log = 10 log Γ in = 20 log Γ Pi in (3.42) olarak formülize edilir [3]. (20) nolu eşitlikte RL desibel (db) biriminde belirtilmiştir. Görüldüğü gibi uyumlandırılmış bir yük durumunda (Γ in = 0 ), db lik bir dönüş kaybı varken (yansıyan güç yok), tam yansımanın olduğu durumda ise (Γ in = 1 ), 0 db lik bir dönüş kaybı vardır (giren gücün tamamı yansır) (Rosu,2005). VSWR 1 Γ = = 10 VSWR + 1 RL 20 (3.43) Bir network analizörle ölçülebilen dönüş kaybı (RL) sayesinde yansıma katsayısı değeri kolayca elde edilebilmekte ve böylelikle iletim hattı ve jeneratör arasındaki empedans uyumsuzluğu derecesi saptanabilmektedir. Bir hattın uyumsuzluğunu ölçen diğer bir ifade ise Duran Dalga Oranı (VSWR)dır ve E max duran dalgada maksimum gerilim, E min minimum gerilim olarak tanımlanır ve E max 1+ Γ VSWR = = (3.44) E min 1 Γ 48

63 olarak ifade edilir. İfadeden anlaşılacağı gibi VSWR değeri 1 VSWR arasında değişmektedir [4]. Z 0 empedanslı bir kaynakla uyarılan bir iletim hattında yüke dağıtılan güç, P L 2 = P (1 Γ ) (3.45) AVS ifadesiyle verilmektedir. Buna göre VSWR = 1 uyumlandırılmış bir yükü belirtmekte olup Γ = 0 ve P L =P AVS dir (giren gücün tamamı yüke aktarılmış demektir.) VSWR 1.5 olması durumunda ise Γ =0.2 dir ve giren gücün yükten yansıyan güce oranı Γ 2 =0.04 olacaktır. Bunun anlamı giren gücün % 4 nün yük tarafından geri yansıtıldığıdır[1]. Bu durumda giriş ve çıkış VSWR değerleri mikrodalga yükseltici tasarımcıları için önemli olmaktadır. Örneğin çoğu mikrodalga yükselteçleri giriş VSWR nin 1.5 değerinden az olmasına gereksinim duyarken bazı tasarımlarda ise gürültü gibi spesifik performans karakteristiklerini elde etmek için daha yüksek VSWR değerlerine müsamaha edilebilir. (Cripps,2006) Şekil 3.22 Return loss, VSWR ve yansıma katsayısı arasındaki ilişki Şekil 3.22 de dönüş kaybı (RL), durağan dalga oranı (VSWR) ve yansıma katsayısı (Γ) arasındaki ilişki gösterilmektedir. 49

64 RF Güç Yükselteçlerinde Bozulma (Distorsiyon) Güç yükselteçlerinde mümkün olduğunca giriş sinyalini değeri ne olursa olsun çıkışa sabit bir katsayı ile büyüterek aktarması yani doğrusal (lineer) olması istenir. Fakat güç yükselteçleri doğrusal değildir (nonlineer). Bu nonlineerlik özelliklerinden dolayı giriş sinyalini yükseltip çıkışa aktardıkları zaman çıkış sinyalinde bazı bozulmalar meydana gelir. Bu sebeple yükselteçlerden giriş sinyalini en az bozulmayla çıkışa aktarması istenir. Ancak bazı nedenlerden dolayı sinyallerin dalga formlarında distorsiyon meydana gelir. Bunlardan yükseltme işleminin yanlış kutuplamadan dolayı sinyalinin tamamında gerçekleşememiş olması, giriş sinyalinin yükseltme limitlerinden daha geniş olması, girişin bütün frekans aralığında yükseltme işleminin lineer olmaması başlıca nedenlerdir. Ses yükselteçlerinde ve genlik modülasyonlu devrelerde hiç istenmez. Bazen de sinyal bilerek harmonik distorsiyonuna uğratılır. Bu devreler frekans çoklayıcı devrelerdir. Bazı distorsiyon çeşitleri şöyledir: Genlik distorsiyonu: Giriş sinyali yükseltme işleminde sonra çıkıştan elde edilen sinyalin genliğinde distorsiyon meydana gelebilir. Bu distorsiyon şeklinin başlıca sebepleri kutuplama noktasının yanlış seçilmesi, istenilen frekansta yükseltecin giriş sinyalini aşırı yükseltmesi, transistorlerin Q noktasının kaymış olması bunlardan bazılarıdır. (a) Şekil Genlik distorsiyonu (a) kutuplama hatası (b) aşırı yükseltme (b) Frekans distorsiyonu: Frekans distorsiyonu bir transistör yükseltecinde çeşitli frekanslarda yükseltme işlemi yapılırken meydana gelir. Yükselteç uygulamalarında yükseltilmiş giriş sinyali, temel frekanstaki sinyal ve çeşitli frekanslarda oluşan 50

65 harmonik sinyallerinin toplamından oluşur. Bu harmonik sinyallerin genliği temel sinyalin bir bileşeni olduğu için çok küçüktür veya çıkış sinyalinin genliğine etkisi yoktur. Fakat bu harmonikler çıkış sinyalinin dalga formunu etkiler. Şekil Frekans distorsiyonu Şekil 3.24 de giriş dalga formu temel frekans bileşeni ve ikinci dereceden harmoniğin toplamında oluşmaktadır. Harmoniğin etkisi ile çıkış sinyalinin dalga formunda bozulmalar oluşmaktadır. Faz distorsiyonu: Devrenin yapılama şekli ve kondansatör, bobin gibi devre elemanlarından oluşur. Devrenin girişine uygulanan sinyalin başlama zamanı ve yönü çıkışta aynı anda görülmüyorsa yani faz farkı meydana geliyorsa faz distorsiyonu var demektir. Faz distorsiyonu ses devreleri, RF sistemleri gibi yerlerde pek önemli değildir. Fakat TV gibi ekran taramalarının önemli olduğu yerlerde faz distorsiyonu olmaması gerekir. Şekil Faz distorsiyonu 51

66 RF Güç yükselteçlerinde IMD ve Kesişim noktaları (IP 2 IP 3 ) Yüksek frekans amplifikatörleri genelde bir veya birden fazla transistor basamağından oluşur. Bu transistorlar belirli noktaya kadar lineer olarak çalışırlar. Lineer olarak çalıştığı alan beyz akımı ve kolektor/emiter voltajına bağlıdır. Beyz akımı yükselteçlerde çok büyük rol oynamaktadır, çünkü bu akım yükseltecin gürültü oranını etkiler. Transistorlerin limit akım değerline yaklaştıkça lineerlik özelliği kaybolmaya başlar. Limiti değerden sonra transistörler nonlineer olarak davranmaya başlarlar. Bu durumda yükselteçteki transistörler girişteki sinyallerin şekillerini bozar ve başka sinyaller üretmeye başlar. Bu olaya IMD (InterModulation Distortion) adı verilir. İki ya da daha fazla sinyalin yükselteç içinde karışması ile oluşur. Bu distorsiyon sonucunda yükselteç çıkışında bu sinyallerin toplamları, farkları ve kendileri görülür. Yükselteçlerin nonlineer ve distorsiyon davranışlarını ölçmenin çeşitli yolları vardır. Bunlardan en basit olanı 1dB batırma noktasının P1dB ölçülmesidir. Bu ölçüm distorsiyon hakkında kabaca bilgi verir ama yeterli değildir. Distorsiyon hakkında sağlıklı bilgi edinebilmek için tekli taşıyıcılarda üçüncü dereceden intermodülasyon (IP3) ölçümü, çoklu taşıyıcı sistemlerde ise ACPR, EVM, NPR ölçümü en yaygın olarak kullanılan yöntemlerdir. ACPR yan kanal kaçağını ölçer. EVM alınan dijital sinyalin kalitesini ölçer. Alınan sinyal vektörü ile ideali arasındaki büyüklük farkını ölçer. NPR uydu sistemlerinde kullanılan aynı anda farklı modülasyon formatındaki sinyalleri tanımlar. (Bahl,2009) IMD olayını belirleyebilmek için IP 2 (Intercept Point) ve IP 3 parametrelerinin ölçülmesi gerekir. Şekil 3.26 de IP 3 'un nasıl oluştuğunu gösteriyor, IP 2 ise buna benzer. Giriş sinyali (fundamental) yükseldikçe yükseltecin içinde oluşan harmonik sinyallerde (2 ci ve 3 cü mertebeli) yükselir. Burada 3 cü mertebeli sinyale bakıyoruz çünkü bu harmonik sinyal daha çabuk yükseliyor. Giriş 1 db ile yükselirse 3 cü mertebeli harmonik 3dB ile yükseliyor. Belirli bir noktada giriş sinyali ve harmonik sinyal bir birine eşit olacaktır. Bu noktaya IP 3 denilmektedir. Böyle bir durumda giriş sinyali yükseltecin içinde oluşan harmonik sinyal tarafından bastırılacaktır. Bu noktaya ulaşmadan önce çıkış sinyali giriş sinyalini takip etmeyi 52

67 bırakıp değer kaybedecektir. Sekil-1 de bu değer kaybını görebiliyoruz, çıkıştaki değer kaybı 1dB ye ulaştığı noktaya CP1dB (Compression Point) noktası diyoruz. Bu noktadan sonra yükselteç boğulmuş durumdadır. (Kalafat, 2003) Şekil 3.26 IP3 parametresinin oluşumu IP 2 ve IP 3 değerleri bize yükseltecin yüksek genlikli sinyallerle başa çıkıp çıkamadığını gösterir. Bir alıcının giriş katında bulunan yükselteç için bu değerler çok önemlidir. Kısa dalgada bazen sinyaller çok yüksek olabiliyor, böyle bir durumda giriş yükselteci boğulup ve sinyal şeklini bozup harmonikler oluşturursa, o zaman yükseltecin ne kadar kaliteli olduğunu anlaşılır. IP 2 ve IP 3 değerlerinin yüksek olması gerek, yüksek olduğu sürece yükseltecin boğulması ve harmonik oluşturması çok çok azalır. (Kalafat, 2003) Bazı yükselteçlerin data sheet lerine bakıldığında IP yerine OIP görülür. Bu OIP (output Intercept Point) yükseltecin çıkışında ölçülen bir değerdir ve çoğu zaman yanıltıcıdır. Bu değerler normalden yüksektir çünkü çıkışta ölçüldüğünde yükseltecin Gain (kazanç) oranı da hesaba katılmaktadır. Bu nedenle IP (Giriş) ve OIP (çıkış) arasındaki fark büyüktür. Önemli olan giriş parametresidir. (Kalafat, 2003) RF Güç yükselteçlerinde IP 2 ve IP 3 hesaplama yönteminde iki tane sinüs şeklinde olan RF sinyali kullanılmaktadır. Bu sinyallerin genlikleri de gayet büyük, ama yükselticinin girişini kapatmayacak kadar küçük, eğer sinyaller çok yüksek olursa ölçüm yanlış olur. Bu iki sinyal yükselticide 2 ci ve 3 cü seviyeli harmonik oluşturuyor. Bu sinyallerin hangi frekansta olduğu aşağıdaki formüllerle 53

68 hesaplanabilir. Şekil 3.27 de detaylı bir şekilde gösterilmektedir. f 1 ve f 2 giriş sinyalleri, P giriş sinyalinin gücü, D giriş sinyali ile harmonik arasındaki güç farkıdır. (Kalafat, 2003) Şekil 3.27 Giriş sinyali ve harmonik sinyali Üçüncü dereceden intermodüslayon oranı ve taşıyıcı IM3 ile gösterilir. Hesaplamak için aşağıdaki formül kullanılır. P2 f2 f P 1 2 f1 f2 IM 3( dbc) = 10 log = 10 log (3.46) P P f2 f1 P f1, P f2, P 2f1-f2 ve P 2f2-f1 f 1,f 2, 2f 1 -f 2 ve 2f 2 -f 1 frekanslarındaki çıkış güçleridir. IM3 ün birimi dbc dir. Çünkü temel çıkış gücünün ürünüdür. Benzer şekli 2.dereceden intermodülasyonda aşağıdaki formülle hesaplanır. (Bahl,2009) P 1 2 2( ) 10log f + IM dbc = f (3.47) P f1 üçünücü dereceden çıkış intermodülasyonu OIP3 yada basitçe IP3, ikinci dereceden intermodülasyonu IP2 yi hesaplamak için aşağıdaki formüller kullanılır. IP2 = 2P IM 2 (3.48) f1 54

69 IP3 = 0.5(2P IM 3) (3.49) f1 Çok katlı yükselteçler için IP3 (mw ) değerini hesaplamak için; IP3 input = 1 1 G1 G1G 2 G G... G IP3 IP3 IP3 IP n 1 n (3.50) IP3 n : n katlı yükselteç için IP3 G n : n katlı yükseltecin kazancı Çıkış IP3 intermodülasyonu desibel olarak, giriş IP3 intermodülasyonu ve toplam güç kazancının toplamının sonucudur. 3 katlı yükselteç için IP3 değeri; 1 IP3input = 10 log 1 G G G + + IP3 IP3 IP (3.51) formülü ile bulunur. IP3 input birimi dbm dir. (Bahl,2009) IP 2 ve IP 3 değerleri mümkün oldukça yüksek olması gerekmektedir. Pratikte bu kolay bir iş değildir çünkü yüksek IP 2 ve IP 3 için beyz akımını yükseltilmesi gerekir. Beyz akımı yükseldiğinde yükseltecin gürültü oranı da hızlı bir şekilde yükselir. Görüldüğü gibi bir parametreyi düzeltirken diğer parametre kötüleşmeye başlayabilir. Bu nedenle yükselteç yapımında ne için kullanılacağı çok önemlidir. TV ve radyo alıcılarında genelde düşük gürültü oranı ve orta dereceli IP2 ve IP3 seçilir. Yüksek sinyalli alanlarda, mesela kablo TV sistemleri, yükseltecin lineer olmasına daha çok önem verilir ve gürültü oranı normalden biraz yüksektir. Kısaca, her yükseltecin kullanıldığı iş için dizayn edilmesi gerek yoksa performans çok düşük olur ve alıcıyı olumsuz şekilde etkiler. (Kalafat, 2003) 55

70 Güç Yükselteçlerinde Gürültü Yüksek frekanslarda çalışan devrelerin çalıştığı en küçük işaret seviyesini belirleyen en önemli parametre ortamdan gelen veya sistem tarafından üretilen ve yok edilemeyen gürültüdür. Bu gürültünün belirlenmesi durumunda elektronik devreler kolaylıkla analiz edilebilir ve çalışma performansı belirlenebilir. Mikrodalga gürültü elektronik devrelerde ilave bir gerilime dolayısıyla güce sebep olacaktır. Bu gürültü gücü ktb dir. K Boltzman sabiti, T mutluk yük sıcaklığı (örneğin direnç), B ise band genişliği ölçüsüdür. Gürültü faktörü Devre elemanları için gürültü faktörü kavramı, gerçek bir direncin oda sıcaklığı koşulunda ürettiği gürültünün, ideal bir direncin ürettiği ısıl gürültüye oranıdır. Gürültü şekli RF sinyal dizisinde komponentlerin sebep olduğu sinyal gürültü oranının (SNR) ölçülmesidir. Bir sistemin gürültü faktörü; F P P no in = = (3.52) ni T = 290K SNR SNR out P ni giriş gürültü gücü, P no çıkış gürültü gücü, SNR in ve SNR out sırasıyla giriş ve çıkış sinyal gürültü oranlarıdır. Giriş gürültü gücü P ni standard sıcaklık (T 0 ) ve yükselteç kazancında (G) kaynağın termal gürültüsünün ürünü olarak tanımlanır. P ni =GKBT 0 (3.53) P no F = (3.54) KT BG 0 Eğer yükselteç ideal yani gürültüsüz kabul edilirse geriye yükseltme işleminden dolayı ortaya çıkan gürültü kalır. (Bahl,2009) 56

71 N: yükseltme işleminden kaynaklanan gürültü N F = 1+ (3.55) KT BG 0 Gürültü şekli (NF) Gürültü şekli, bir cihazda çıkış gürültü gücünün girişteki T 0 (genellikle 290 K) derecedeki standart termal gürültüye oranı olarak tanımlanır. Bir cihaz kendisi gürültü meydana getirmeseydi gürültü şekli, gerçek çıkış gürültü oranı olacaktı. Bu bir kısım radyo alıcılarının performansı olarak tanımlanır. Gürültü şekli, standart sıcaklıkta T 0 (genellikle 290 K) kaynak ile uyumlanmış aynı kazanç ve aynı band genişliğine sahip ideal alıcının gürültü gücü ile gerçek alıcının gürültü gücü desibel (db) olarak farkıdır. Bir alıcı için gürültü şekli 2 db diğer alıcılardan daha iyi demek sinyal gürültü oranının diğerlerinden 2 db daha iyi demektir. Gürültü şekli db olarak gürültü faktörüdür. (Bahl,2009) NF= 10log(F) (3.56) SNRin NF= 10log( SNR )= SNRin, db SNRout, db (3.57) out Gürültü sıcaklığı Gürültü sıcaklığı sıcaklık değerindeki gürültüyü tanımlamak için kullanılır. Te sıcaklığı yükseltecin fiziksel sıcaklığı değildir. Bir cihazın gürültü faktörünün sıcaklık cinsinden değeri; F T T e = 1+ (3.58) 0 Gürültü şeklinin sıcaklık cinsinden değeri; T 10 log e NF = + 1 T0 (3.59) 57

72 Toplam gürültü gücü iç ve dış gürültünün toplamında oluşmaktadır. Buradan toplam gürültü gücü; P = GKB( T + T ) (3.60) n( total) 0 e Kaskat bağlı sistemlerdeki toplam gürültüyü bulmak için Friis formüllünden yararlanılır. F tot F F 1 F 1 F 1 F n = (3.61) G1 G1G 2 G1G 2G3 G1G 2G3... Gn 1 Fn n. katın gürültü faktörü, Gn n. katın gücü kazancıdır. İlk katta (G 1 ) daha çok kazanç sağlayarak, F tot değeri, F 1 değerine asimptotik olarak yaklaştırabilir. Bu nedenle, bir alıcıda ilk kat, daha çok kazanca ve düşük bir gürültü şekline sahip olmalıdır. (Bahl,2009) Güç yükselteçlerinde Doğrusallık Doğrusallık, giriş sinyalinin her iki tarafının aynı özellikte yükseltilmesi demektir. Pratikte bu pek mümkün değildir. Çünkü her iki transistörün tüm özelliklerinin birbirinin aynı olması demektir. Bu durumu elde etmek mümkün olmadığı için ancak birbirine çok yakın olabilecek çiftler seçilerek kullanılır. (Küliğ, 2007) Bir yükseltecin doğrusallığı, ölçülen eğrinin ideal eğriden ne kadar saptığıyla bağlantılı bir ifade ile tanımlanır. Doğrusallık çoğunlukla doğrusal olmayan karakteri belirten bir yüzde ile tanımlanır (Mona vd., 2001). İki veya daha sinyal yükselticinin girişine aynı anda geldiğinde bunlar temel frekanslara bunların harmoniklerinin oluşmasına sebep olurlar. 58

73 Şekil IMD 2. ve 3. dereceden bileşenleri Frekansları f 1 ve f 2 de iki sinyal herhangi bir doğrusal olmayan yükseltece giriş olduğunda, farklı çıkış bileşenleri meydana gelecektir. Bunlardan temel bileşenler f 1, f 2, ikinci dereceden bileşenler 2f 1, 2f 2, f 1 + f 2, f 1 - f 2, üçüncü dereceden bileşenler 3f 1, 3f 2, 2f 1 ± f 2, 2f 2 ± f 1, dördüncü dereceden bileşenler 4f 1, 4f 2, 2f 2 2f 1 ±, beşinci bileşenler 5f 1, 5f 2, 3f 1 ± 2f 2, 3f 2 ± 2f 1, + frekans değerlerinde oluşurlar. Tek düzen intermodülasyon ürünleri (2f 1 -f 2, 2f 2 -f 1, 3f 1-2f 2, 3f 2 -vb 2f 1 ) iki temel ton frekansları f 1 ve f 2 ye yakındır. Güç yükselticinin doğrusal olmaması temel sinyalin oluşturulan varyasyonlarından ölçülebilir RF Güç Yükselteçlerinde Verim Verimlilik doğrusallık gibi güç yükselteci tasarımında önemli bir etkendir. RF çıkış gücünün giriş gücüne oranı olarak tanımlanır. η ile sembolize edilir. P P out η = (3.62) DCt Eklenilmiş güç verimliliği (PAE) güç yükselteçlerinin verimliliğinin bir ölçüsüdür ve yükseltecin kazanç hesabını da içine alır. Yükseltecin kazancı yüksek olduğunda PAE, verimliliğe (η) eşit olacaktır. 59

74 Pout Pin Pout ( Pout / G) 1 Pout 1 PAE = = = (1 ) = (1 ) P P G P G η (3.63) DCt DCt DCt P out =Çıkışta Ölçülen Güç P in =Girişte Ölçülen Güç P dc =Toplam DC güç G: kazanç (3.62) deki formül PAE yi hesaplamak için kullanılan genel formüldür. Üç katlı bir yükseltecin PAE değeri; PAE 1 P (1 ) 0 G1G 2G3 = (3.64) P DC Üç katın toplam DC gücü P DC =P DC1 +P DC2 +P DC3 olduğuna göre; 1 P (1 ) 0 G1 DC1 = (3.65) G2G3PAE1 P 1 P (1 ) 0 G2 DC 2 = (3.66) G3PAE2 P 1 P (1 ) 0 G3 DC3 = (3.67) PAE3 P PAE 1,PAE 2,PAE 3 her katın verimidir. G1G2G3>>1 olduğunda; PAE = 1 G1 1 G2 1 G G G G PAE G G PAE G PAE (3.68) 60

75 G 1,G 2 ve G 3 >>1 oldukları zaman PAE eşitliği; PAE = G G PAE G PAE PAE (3.69) G 1,G 2,G 3 her bir katın kazancısını göstermektedir. (Bahl,2009) Giriş ve Çıkış Empedans Uyumlandırma Giriş uyumlandırma yapısı kutuplama devresi dâhil olmak üzere RF güç yükselticileri üzerinde önemli bir etkiye sahiptirler. Giriş uyumlandırması maksimum kazanç, en iyi doğrusallık, en yüksek verimlilikten farklı bir optimizasyon gösterebilir. Güç kazancında önemli bir azalmaya sebep bile olabilir. Çıkış uyumlandırma devresinin performansı güç yükseltici için kritiktir. Güç yükselticilerde empedansların kontrolü ne kadar güç kazancı olacağı, ne kadar gücün çıkışa ulaşacağı ve ne kadar gürültünün oluşacağını belirlerler. Bu sebeple uyumlandırma devreleri maksimum performans için önemlidirler. Çıkış uyumlandırma devrelerinde bazen gözden kaçan güç kayıpları vardır. Bunlar kondansatör, bobin ve diğer kayıplı elemanlardaki kayıplardır. Bu kayıp güç yükselticinin verimliliğini ve güç kapasitesini azaltır. Bir güç yükseltici için çıkış uyumlandırmadaki kayıp daima önemli bir endişe sebebidir. Çünkü geniş güç seviyeleri içermektedir. Bir kondansatörün kalite faktörü (Q) onun kapasitesi ile ters orantılıdır. Bu sebeple çıkış uyumlandırmasında kayıpları minimize etmek için mümkün olan en küçük C değerli kondansatör kullanılmalıdır. Kayıpları anlamanın bir yolu da uyumlandırma kısmındaki elemanları kayıpsız olarak seçip simülasyon yapmak ve daha sonra devreye bir tane kayıplı eleman koyarak değişimi gözlemlemektir. Yansıma katsayısı Γ ile gösterilmektedir. Yansıma katsayısını (Γ) ve kayıp oranını (ML) hesaplamak için ; 61

76 Γ = (VSWR-1) / (VSWR+1) (3.70) ML [db] = 10*Log(1-Γ 2 ) (3.71) Dağılma kaybı giriş empedansına bağlı değildir. Doğru kaybı bulabilmek için simülasyondaki S 21 i kullanmak gerekir. Prosedür yük hattının kompleks eşleniğinin kaynak empedansı olarak kullanılmasını gerektirir. Düşük verimlilik taşınabilir aygıtlarda sadece konuşma süresini azaltmaz aynı zamanda ısınma ve güvenilirliği de etkiler. Güç yükselticideki yük hattı ihtiyaç duyulan çıkış gücü ve mevcut besleme voltajına göre kurulur. Örneğin düşük gerilimli güç yükselticilerin (taşınabilir cihazların ~3.5V) yük hattı aralığı 1 ila 5 ohm arasındadır. R L = V max / I max Yükselticilerde yük empedansının kompleks eşleniği ile kaynağın empedansı eşit olduğu zaman uyumlandırmada maksimum kazanç vardır. Örneğin Z S = R+jX ise Z L = R-jX dir. Eğer kaynak ve yük empedanslarında uyumlandırma sağlandıysa Z in = * * Z 0, Γ S = S 11 ve Z out = Z 0, Γ L = S 22 dir. Z0 L S Giriş uyumlandırma Yükselteç Çıkış uyumlandırma Z0 Zin S11 S22 Zout Şekil Giriş ve çıkış empedans uyumlandırma blok şeması Maksimum çıkış gücü yük empedansı ile kaynak empedansı birbirine eşit olması durumunda gerçekleşir. Gerekli maksimum gücü elde etmek için kompleks eşlenik kullanılmaz bunun yerine gerekli gerilim ve akıma göre yük tasarımı yapılır. Karmaşık güç yükselticilerin uyumlandırma devrelerinde özellikle empedansların 0.5 ohm altında olduğu durumlarda transistörlerin giriş ve çıkış empedansların frekansta artmalar ve azalmalar meydana gelir. Bu sebeple ayrı olan sürücü katının gerçek çıkış empedansı ile güç yükselticinin gerçek çıkış empedansını eşleştirmek istenir. 62

77 Yüksek bir kollektör gerilimi gereksinimi olan bir transistör seçerek, kollektör gerilimi değerleri daha az çalışan bir transistör üzerindeki çıkış empedansı artırabilir. Yüksek güçlü yükselticilerde yaygın olarak uyumlandırma devresi olarak Pi devresinden ziyade T devresi kullanılır. Çünkü bazı uygulamalarda Pi devresi için kullanılacak elemanların değerleri gerçek olmayan bir değerde çıkabilmektedir. T uyumlandırma devrelerinin yüksek frekanslarda çalışabilme kabiliyetleri yüksektir. Hem T hem de Pi uyumlandırma devreleri transistörün çıkış empedansı yük empedansından büyükse kullanılabilir. L uyumlandırma devresi En basit ve en yaygın olarak kullanılan uyumlandırma şekli L uyumlandırmadır. Komponentlerin sıralanışından dolayı bu ismi alır. Smith abağı kullanılarak daha basit grafiksel çözümün bulunmasına rağmen bazı durumlarda L-tipi parçalı devrelerin analitik çözümü gerekli olabilir. Örneğin, L-tipi parçalı empedans uydurma devrelerinin analitik çözümü bilgisayar tabanlı programların geliştirilmesinde oldukça kullanışlıdır. jx jx Zo jb Zy Zo jb Zy (a) (b) Şekil 3.30 (a)(b) L uyumlandırma devreleri Öncelikle Şekil 4.8a daki devreyi ele alalım. Bu devredeki yükün Z y =R y +jx y olduğunu kabul edelim. Bu tip devre parçasının, normalize yük empedansının Smith abağında 1+jx dairesi üzerinde olacaktır. Bu durumda R L >Z 0 dır. Empedans uyumu için L-tipi parçasından görülen empedans hattın empedansına, yani Z 0 a eşit olmalı: Z 0 = jx + 1 jb + 1/ ( R + jx ) y y (3.72) 63

78 Bu denklemde düzenleme yapılacak olursa; B( XR X Z ) = R Z (3.73) y y 0 y 0 X (1 BX ) = BZ R X (3.74) y 0 y y elde edilir. Birinci denklemden X çözülüp ikincisinde yerine konulursa B elemanı için ikinci dereceden bir denklem elde edilir. Sonuçta paralel reaktans için çözüm; B = X ± R / Z R + X Z R 2 2 y y 0 y y 0 y R + X 2 2 y y (3.75) olur. Dikkat edilirse Ry>Z 0 olduğu sürece denklemin ikinci kare kökü her zaman pozitif olur. Buradan yola çıkarak seri reaktans şöyle bulunur; X X Z Z B R BR 1 y 0 0 = + (3.76) y y Denklem (4.27) B ve X için iki çözümün olduğunu gösterir. Bu çözümlerin her ikisi de B ve X in pozitif ve negatif durumları için fiziksel olarak gerçeklenebilir. (pozitif X bobin, negatif X ise kondansatör anlamına gelirken; B pozitif olursa kondansatör, negatif olursa bobin anlamına gelir.) Şekil 4.8b deki devreyi ele alalım. Bu devre zy normalize yükünün 1+jx dairesinin dışında olduğu zaman kullanılıyordu. Bu durumda R y <Z 0 idi. Admitans uyumu için; bu tip L-tipi parçasından görülen admitans hattın admitansına, yani 1/Z 0 a eşit olmalı: 1 1 = jb + Z R + j( X + X ) 0 y y (3.77) X ve B bilinmeyeni için denklem tekrar düzenlenirse; 64

79 BZ ( X + X ) = Z R (3.78) 0 y 0 y ( X + X ) = BZ R (3.79) y 0 y Bu denklemleri X ve B yi elde etmek üzere çözersek; X = ± R ( Z R ) (3.80) y 0 y ( Z0 Ry ) / Ry B = ± (3.81) Z 0 Kompleks bir yükün Z 0 karakteristik empedanslı hatta uydurmak için gerçel kısmının Z 0 a, sanal kısmının ise sıfır olması gerekir. Bu da empedans uydurma devresinin en az iki reaktif eleman içermesini gerektirir EVM (hata vektör büyüklüğü) Sinyal kalitesini ölçüme metodlarında biriside I ve Q (genlik ve faz) bilgilerinin hesaplanmasıyla ölçülen EVM ölçümüdür. Q ya karşılık I düzleminde her bir nokta kullanılan modülasyon yöntemine bağlı olan bit sayısına sahip özellikli bir bilgi sembolünü kodlar. Sinyalin faz ve genlik zamanında herhangi bir nokta ideal referans sinyalin bilgi akışına, saat zamanına ve filtreleme parametrelerine göre ölçülebilir ve işaretlenebilir. Ölçülen sinyal ile ideal referans sinyali arasındaki fark genellikle zamana göre hata vektör genliğinin rms değeri olarak tanımlanır. Bazen de tepe değeri de kullanılır. EVM ölçümü sinyal kalitesi,alıcı verici demodülasyon doğruluğu, AM-AM bozulması, AM-PM bozulması, faz gürültüsü, rastgele gürültü gibi parametrelerin direk ölçümünü sağlar. Şekil 3.31 de EVM için vektör tanımları gösterilmiştir. 1 N * 2 * 2 J = 1[( I j I j ) + ( Qj Q j ) ] EVM = N (3.82) v max 65

80 I j : j. Alıcı sembolünün I bileşeni, Q j : j. Alıcı sembolünün Q bileşeni, I * j : j. ideal alıcı sembolünün I bileşeni, Q * j : j. ideal alıcı sembolünün Q bileşenini ifade eder. Şekil 3.31 EVM gösterimi θ faz hatası, e hata vektörü(e=w-v), w ölçülen sinyal vektörü, v ideal sinyal vektörü, e/v EVM dir ACPR (Komşu kanal güç oranı) Birçok modern haberleşme sisteminde RF sinyali taşıyıcı frekansının her iki yanında ayrılmış modülasyon bandına sahiptir. Benzer şekilde modülasyon bandı gibi IM ürünleri de belirli bir band genişliğine sahiptir. Üçüncü derecede IM ürünleri için IM band genişliği orijinal band genişliğinin 3 katı, beşinci dereceden IM band genişliği de orijinal band genişliğinin 5 katı büyüklüğündedir. Bu nedenle iki tonlu analizden kaynaklanan IM ürünleri frekans bandı bitişik kanala güç sızıntısına sebep olur. Bu sızıntı gücüne ACP denir. ACPR, bitişik kanal içindeki gücün ana kanaldaki güce oranı olarak adlandırılır. ACPR değerleri güç yükselteci tasarımında IM bozulma etkilerini sayısallaştırmak, sonuç olarak gerçek bir sistemin doğrusallığını ölçmek için kullanılır. 66

81 Şekil 3.32 ACPR Şekil 3.32 de ana kanal ve yan band kanailarında IM bileşenlerinin sebep olduğu güç sızıntılarına bağlı oluşan çıkış sinyal formu görülmektedir. 3.2.Yöntem Tez çalışmasında tasarlanan sistemin performansını belirlemek için AWR Microwave Office gelişmiş simülatörü kullanılmıştır. Bu tezin gerçekleştirilmesi aşamasında deney düzeneğinde, mikrodalga deney cihazları, spektrum analizör, mikrodalga üreteç, test ekipmanları kullanıldı. Güç yükseltici yapılarının karakteristik özelliklerine ilişkin bilgisayar benzetimleri Moment yöntemini kullanan benzetim programları ile yapılan teorik çözümler karşılaştırılarak elde edildi. Özellikle belli geometriler için elde edilen sayısal veriler, elde edilen çözümleme sonuçları ile karşılaştırıldı. Üretim aşamasında çift yüzlü, çok katlı, ince hatlı, küçük delikli, yüzeye monte elemanların kullanıldığı, yoğun elemanlı baskı devre kartları kullanıldı. Ölçüm ve benzetim sonuçları değerlendirildi. Gerçeklenen devrelerin ölçümleri yorumlanarak, gerekli görülen simülasyonlarda ve üretilen devrelerde değişiklikler yapıldı. Güç yükselteci tasarımım yapılırken bazı noktaların dikkate alınması gerekir. Bu noktalar yükseltecin doğru çalışması ve uygulandığı sisteme hasar vermesini önleme 67

82 açısından önemlidir. Örneğin güç yükseltici ile transistör arasında yüksek VSWR (duran dalga oranı) olması transistöre hasar verebilir. Cihaz yüksek güç dağılımı transistörde aşırı ısıtma oluşturabilir veya çok yüksek voltaj üretebilir. Rezistanstaki kısma yerince olmazsa DC kutuplama voltajının bir kısmı boşa gider. Ayrıca kollektör RF için yeterince yüksek empedans sağlamak zorundadır. Eğer empedans değeri yeterince büyük değilse RF çıkış gücünün bir kısmı boşa gidecektir. Güç yükselticilerin güç kaynağında düşük ESR elektrolitik kondansatörler kullanarak yükseltme katında gerekli olan akımı giriş besleme voltajını aşağıya çekerek zamanında gerçekleşmesini sağlamaktadır. Bir nonlineer güç yükselticinin kazancı, verimliliği ve doğrusallığı çıkışındaki harmonikten en fazla doyum bölgesindeyken etkilenir. Bu diğer katın refleks göstermesi nedeniyle oluşur ve bu kat normalde band geçiren alçak geçiren veya bir antendir. Kararsız RF yükselticilerde hemen hemen her frekanstaki salınım transistöre hasar verebilir. Bu sahte salınım çok geniş aralıklarda, frekans veya frekanslarda, sürücü katlarında, sıcaklıklarda veya çıkış yük empedansında ortaya çıkar. Bu salınımın kutuplama salınımı ve RF salınımı olmak üzere iki çeşidi vardır. Kutuplama salınımı düşük frekanslarda ortaya çıkar. Bunun sebebi kutuplama devresi tarafından oluşturulan uygunsuz terminallerdir. Örneğin eklenmiş büyük değerli ayrıştırma kondansatörüdür. RF salınımı düşük frekansta band içinde veya yaygın olarak band dışında istenilen band genişliğine yakın yerlerde oluşur. Güç yükseltici katında düşük frekanslı kazanç azalması yüksek katlarda yükselticinin kararlı olmasına yardımcı olur Aktif kutuplamalı güç yükselteci tasarımı Tasarlanan güç yükseltici devresi 2.4 GHz de çalışan ISM bandı kablosuz haberleşme sistemlerinde kullanılmak üzere Şekil 3.33 te görüldüğü gibi, üç katlı topoloji seçilmiştir. Bu devrede katlar arası kuplaj ve DC bloklama C cp kapasitörleri, 68

83 katların stabiletesi ve daha doğrusal çalışması için L e endüktanslari ve devrede RFşok olarak L d endüktansları kullanılmıştır. Ayrıca DC besleme hattı, devreden akan mikrodalga sinyallerin bu hat üzerinde kaybolmaması ve yüksek empedans elde etmek için dar seçilmiştir. Ayrıca besleme hattı, w hattın eni, h alt taban malzemenin yüksekliği olmak üzere, w/h<1 (0.25/1.6<1) oranı sağlayacak şekilde tasarlanmıştır. Bu çalışmada güç yükseltici başlangıçta +5V ve 4V besleme gerilim ile çalışacak şekilde tasarlanmıştır. Daha sonra aktif kutuplama katı tasarlanmıştır. Bu aktif kutuplama katı 4V negatif besleme yerine konularak güç yükselticinin tasarlanması kısmı tamamlanmıştır. Bir güç kuvvetlendiricisinin temel amacı girişine gelen sinyalin gücünü artırarak çıkışına iletmektir. Bu proje de güç kazancının 20-25dB arasında olması hedeflenmiştir. 2.4GHz frekansında kuvvetlendiricinin olabildiğince doğrusal ve kararlı bir çalışma göstermesi amaçlanmıştır. Ayrıca tasarlanan kuvvetlendiricinin distorsiyonunun mümkün olduğunca düşük olması ve doğrusallık özelliğinin yüksek olması istenildiği için kutuplama devreleri A sınıfı çalışmaya göre tasarlanmıştır. +5V RF GİRİŞ C1 R1 R2 C5 L1 C2 C3 TR1 R4 L2 R3 TR2 C8 L3 C5 C6 L4-4V R5 R12 L7 TR3 C9 RF ÇIKIŞ C10 Vcc RF GİRİŞ C1 R1 R2 C5 L1 C2 C3 TR1 L2 C4 R5 R3 TR2 R4 TR4 C8 L3 C5 C6 L4 L5 R7 R6 R12 R8 C7 R9 L7 TR3 TR5 C9 L6 R11 R10 C10 RF ÇIKIŞ (a) (b) + Vcc +Vcc RF Giriş RF Çıkış RF Giriş C RF Çıkış TR 1 TR 2 TR 3 TR 1 TR 2 TR 3 D A B TR 5 Aktif Kutuplama TR 4 -Vcc (c) (d) Şekil (a)çift beslemeli (b)aktif Kutuplamalı PA devresi (c)çift beslemeli (d)aktif kutuplamalı PA layout 69

84 Şekil 3.33 (a)(b) de tasarlanan güç yükselteci devreleri Şekil 3.33(c)(d) de devrelerin layoutları görülmektedir. Bu çalışmada kullanılacak olan transistor seçimleri yapılırken öncelikle transistorların datasheetleri incelenmiş, tasarım için gerekli olan nitelikleri sağlayan transistorlar seçilerek tasarıma devam edilmiştir. Her üç katta hangi transistorların kullanılacağına karar verilip, seçilen transistorlar üretici firmaları tarafından verilen S parametreleri ile AWR Design Environment (AWRDE) programında modellenmiştir. AWRDE programında yapılan benzetimler yardımıyla devrenin S parametrelerine ve kazanç değerlerine bakılıp eğer gerek varsa uyumlama işlemleri yapılmıştır. İstenilen özellikler elde edildikten sonra devre baskısı çıkarılmıştır. Baskıdan sonra devreye gereken direnç, transistor, DC yalıtım kapasiteleri vs elemanlar lehimlenmiştir. Tüm bu işlemler bittikten sonra devrenin S parametrelerine FSH network analizörle ölçülmüştür. 2.4 GHz de çalışan bir güç kuvvetlendiricisi için önceki bölümlerde de bahsedildiği gibi çalışılan frekanslar yüksek olduğu için ve kuvvetlendiricinin dar bantta çalışacağı için S parametrelerini yararlanarak tasarım yapmak avantajlı olmaktadır. Kuvvetlendiricide kullanılacak olan transistorun seçimi yapıldıktan sonra, o transistorun S parametrelerine datasheetlerinden ulaşılmıştır. Bir transistor için S parametreleri belli bir kolektör emitör gerilimi ve kolektör akımı için frekansla değişmektedir. Bu sebeple transistorun S parametreleri kullanılarak öncelikle kararlı olduğu bölgeler bulunmalı ve istenilen bölgede kararlı çalışıp çalışmadığına bakılmalıdır. Şekil Aktif kutuplamalı PA AWR gösterimi 70

85 Bu çalışmada giriş katında Avago firmasının ürettiği düşük gürültüye sahip NPN BJT AT41486 transistörü kullanılmıştır. Bu transistör özellikle kablosuz sistemlerinin LNA, osilatör, mikser gibi bölümlerinde kolay empedans uyumlandırma yeteneğine sahiptir. 2 GHz de 1.7 db gürültüye ve 13 db kazanca sahiptir. Transistör plastik 86 kılıfına sahiptir. Akım tüketimi 60 ma dir. CLY2 GaAs Fet transistörü özellikle cep telefonları için güç yükselteci uygulamaları için üretilmiştir. 3-6V arası çalışma gerilim aralığıdır. 1.8GHz de 10 dbm lik giriş gücünde %55 PAE sahiptir. Ayrıca V D =3V geriliminde çıkış gücü 23.5 dbm dir. Bu çalışmada sürücü katında kullanılmıştır. 1.8 GHz de 1.48dB gürültüye, 15.5 db kazanca sahiptir. Maksimum akım tüketimi 650 ma dir. Güç katında CLY5 GaAs Fet tercih edilmiştir. V D =3V gerilim altında 26.5 dbm çıkış gücüne sahiptir. Datasheetdeki verilere göre 1.8GHz de 21 dbm lik giriş gücünde %55 PAE sahiptir. Ayrıca 1.8 GHz de 1.72 db gürültüye ve 11 db kazanca sahiptir. Saturasyon bölgesinde akım tüketimi nominal 800mA, maksimum akım tüketimi ise 1200mA dir. Devre elemanları arasında bağlantı sağlayacak ve giriş sinyalini çıkışa taşıyacak olan mikroşerit hatların tasarımı yapılırken mikroşerit hatların genişlikleri yani W ları 0.5mm ile 5mm arasında tutulmuştur. 0.5mm den küçük olması üretim açısından zorluk yaratırken, 5mm den büyük olması parazitik etkileri artırmaktadır. Hat kalınlıkları transistör bacak kalınlıklarından küçük olursa iletilen RF işaretin bir kısmı hatta girmeden kaybolabilmektedir. S parametreleri herhangi bir hattın uzunluğu veya kalınlığına çok bağlı olmamalıdır. Örneğin herhangi bir hattın kalınlığı 0.1mm değiştirildiğinde S parametreleri çok fazla değişmemelidir. Çünkü baskı devre üretim ortamı tamamen ideal bir ortam değildir. Hatların kalınlıklarında uzunluklarında üretim sırasında meydana gelecek ufak değişimler olabilir. Devre bu ufak değişimlere toleranslı olmalıdır. Özellikle yan hat uzunlukları çok fazla olmamalıdır. Çünkü hat uzunluğu arttıkça endüktif etki göstermektedir. Çok uzun hat kullanmak gereken yerlerde bunun yerine bobin elemanı kullanılmıştır. 71

86 +Vcc RF Giriş RF Çıkış TR1 TR2 TR3 -Vcc Şekil (a)çift beslemeli PA (b)aktif kutuplamalı PA Güç yükseltecinin aktif kutuplamalı kısmını tasarlarken I D akımı 2mA, Ic akımı aktif kutuplama katlarının bağlandığı FET lerin 3V gerilim değerindeki drain akım değerleri alındı. CLY2 için Id akımı 180mA, CLY5 için Id akımı 350mA seçildi. Direnç değerlerini bulmak için bu akım değerleriyle beraber yukarıda belirtilen direnç formüllerinden faydalanıldı. CLY2 transistörüne ait aktif kutuplama katının dirençlerin değerleri; Vcc Vce 5 3 R1 = = = 1000 Ω I 0.02 D R 2 Vce = = = 1150 Ω I 0.02 D R 3 Vcc Vce 5 3 = = 12Ω I 0.18 c R Vce = β = Ω I min c olarak hesaplandı. Aynı formülleri kullanarak CLY5 transistörün için aktif kutuplama katı dirençlerini hesaplarsak; Vcc Vce 5 3 R1 = = = 1000 Ω I 0.02 D 72

87 R 2 Vce = = = 1150 Ω I 0.02 D R 3 Vcc Vce 5 3 = = 6Ω I 0.35 c R Vce = β = Ω I min c değerleri bulunur. CLY2 gate CLY2 drain CLY5 CLY5 gate drain +Vcc +Vcc R4 R3 R2 R1 R4 R3 R2 R1 Şekil Aktif kutuplama katı AWR gösterimi Şekil 3.36 de BFG31 PNP transistörü, direnç, kondansatör ve bobinlerden oluşan aktif kutuplama devresi görülmektedir. Aktif kutuplama devresinde her bir FET için bir tane PNP BJT kullanılmıştır. BJT transistörlerin görevi sıcaklığın artmasıyla FET lerin I D akımlarının değişmeye başlaması ve buna bağlı olarak da Q noktalarının bozulmasına engel olmak kararlılığın devamını sürdürmektir. 73

88 4.ARAŞTIRMA BULGULARI VE TARTIŞMA 4.1. Laboratuar test sistemi Tasarlanan güç yükselteci çalışmamız, SDÜ, elektronik ve haberleşme mühendisliği bölümü, mikrodalga laboratuarında gerçekleştirildi. Gerçeklenen güç yükselteci devrelerimizin performans ölçümleri için laboratuarda kullandığımız bazı cihazlar şöyledir: Rohde & Schwarz elde taşınabilir spektrum analizör FSH6, FSH6 View programı, yönsel birleştirici, 2.4 GHz microwave test transmitter sinyal üreteci, PA- 20A Probe, multimetre, lehimleme istasyonu ve güç kaynağı cihazları kullanılmıştır. Şekil 4.1. de, mikrodalga laboratuarında bulunmakta olan, ölçüm ve devre gerçeklemeleri sırasında kullanılan mikrodalga cihazları ve Rohde & Schwarz elde taşınabilir spektrum analizör FSH6 gösterilmiştir. (a) (b) (c) (d) Şekil 4.1 Elektronik Haberleşme Mühendisliği Mikrodalga Laboratuarı (a)kullanılan ekipmanlar (b)lehim istasyonu (c)spectrum analizörü (d) 2.4 GHz sinyal jeneratörü 74

89 4.2. Güç Yükselteci Performans Testleri ve Karşılaştırmaları Güç yükselticilerinin bilgisayar ortamında tasarımı tamamlandıktan sonra devrenin baskı devre aşamasına geçildi. Güç yükselteçlerinin gerçeklenimi sırasında kullanılan malzemelerin çeşitleri, değerleri, üretici firmaları ve imalat kılıf yapıları hakkında bilgiler Çizelge 4.1 de verilmektedir. Çizelge GHz PA Malzeme Listesi Değer Üretici Kılıf TR1 AT Avago SOT 86 TR2 CLY 2 Siemens MW6 TR3 CLY 5 Siemens SOT223 TR4 BFG 31 Philips SOT223 C1,C7,C pf Çeşitli 0805 C2 4.7 pf Çeşitli 0805 C3,C9 2.2 pf Çeşitli 0805 C4,C8 150 pf Çeşitli 0805 C5 22 pf Çeşitli 0805 C6 120 pf Çeşitli 0805 L1,L2,L3,L4,L5,L6 2.2 nh Çeşitli 0805 R ohm Çeşitll 0805 R2,R ohm Çeşitli 0805 R3,R4,R11,R ohm Çeşitli 0805 R5 1000ohm Çeşitli 0805 R6 5000ohm Çeşitli 0805 R7 5ohm Çeşitli 0805 R9 1800ohm Çeşitli 0805 R10 10ohm Çeşitli

90 Tasarım ve uygulamaların tümünde FR4 olarak adlandırılan dielektrik sabiti (ε r ) 4.6, kalınlığı (H) 1.6 mm olan bir dielektrik alt taban malzemesi kullanıldı. FR4 substratın teknik özellikleri Çizelge 4.2 de gösterildi. Çizelge 4.2 FR4 bakır yüzey teknik özellikleri Dielektrik Bakır Dielektrik Kayıp tanjantı kalınlığı kalınlığı ( ε r ) ( tanδ) ( H ) ( T ) mm 0.005mm Güç Yükselteci Performans Ölçüm Düzeneği Güç yükselteçlerinin en önemli parametrelerden biri geri dönüşüm kaybıdır. Geri dönüş kaybı sistemin parçaları arasındaki veya iletim hatları arasındaki empedans uyumsuzluğu nedeniyle gönderilen gücün bir kısmının yansıyarak geri dönmesi sonucu oluşan güçtür. Geri dönüş kaybının ölçümünde yararlanılacak deney düzeneğinin temel elemanı yönlü birleştiricilerdir. Yönlü birleştiriciler mikrodalga sistemlerde yansıyan, iletilen sinyallerden örnekler almamızı sağlayan bir yüksek frekans ölçüm elemanıdır. Şekil 4.2 (a)(b) de yönlü birleştiricilere ait portların blok gösterimi ve görüntüsü verilmektedir. (a) (b) Şekil 4.2 Yönlü küplör (a) port gösterimi (b) görüntüsü Şekil 4.2 den görüleceği üzere bu 4 porttan 1.port giriş portu, 2.port giden (through) portu, 3. port coupling olarak isimlendirilen porttur ve son olarak 4.port izole (isolated) porttur. İyi bir doğruluk sağlanabilmesi için birleştiricilerin yüksek 76

91 yönlendirme yeteneğine sahip olmaları gerekir. Bu sebeple ölçüm sonuçlarının güvenilirliğini arttırmak için D si yüksek birleştirici kullandık. Kaynak ve yük arasındaki empedans uyumsuzluğunun olduğu sistemlerde enerji tüketimi artmakta ve iletişim kalitesi zarar görmektedir ve hatta yansımadaki sinyal seviyesi çok yüksekse giriş modülleri elektriksel olarak zarar görebilir. (a) (b) Şekil 4.3 Varikaplı uyumlandırma (a) devre şeması (b) devre resmi Bu çalışma için örnek bir sistem olarak Şekil 4.3 (a)(b) deki uyumlandırma sistemi devre şeması ve devre resmi görülmektedir. Varikap diyot uçlarındaki gerilim değiştirilerek kapasite değeri değiştirilmektedir. Böylece katlar arasındaki empedans uyumsuzlukları azaltılabilmektedir. (Kahriman ve Kaya, 2011) Güç yükselteci simülasyonları ve sonuçları 2.4 GHz ISM bandı için tasarlanan 3 katlı güç yükselteci devre tasarımı yapıldıktan sonra RF ortamındaki davranışlarının incelenmesi ve analiz edilip başlangıçta belirlenen hedeflere ulaşılabilmesi için AWRDE programına aktarıldı. Datasheetlerden her bir transistörün RF ortamında karakteristiğini yansıtan S parametreleri ve devrenin gerçekleştirileceği FR4 yüzeyin parametre değerleri girildi. Daha sonra güç yükselteci devresindeki elemanlar arasında bağlantıyı sağlayan ve giriş sinyalini çıkışa taşıyacak olan iletim hatları ilave edildi. AWRDE programı yardımıyla iletim hatlarının uzunlukları, genişlikleri ve devre elemanlarının değerlerini değiştirmek suretiyle yükseltecin performans kriterlerinde iyileştirmeler yapılmaya çalışıldı. 77

92 Zin bir porttan içeriye doğru bakıldığında görülen giriş empedansı ile diğer sonlandırılmış portların empedans özelliklerini hesaplar. İki güç yükselteci için Zin grafikleri Şekil 4.4(a)(b) de gösterilmektedir. (a) (b) Şekil 4.4 (a)çift beslemeli güç yükselteci empedansı (b) aktif kutuplamalı güç yükselteci empedansı Şekil 4.4 (a) ve (b) de görülen değerler çift beslemeli ve aktif kutuplamalı güç yükselteçlerinin Smith abağındaki bileşenleridir. Yani çift beslemeli yükselteç için z s =0, j, aktif kutuplamalı için z s =0, j dir. Her iki yükselteç için gerçek empedans değerlerini bulmak için bu değerler 50 ile çarpılır. Çünkü 50 ohm değerine uyumlandırma yapılacaktır. Bu durumda yükselteçlerin gerçek empedans değerleri; Z = ( j)*50 Z = j (çift beslemeli) s s Z = ( j)*50 Z = j (aktif kutuplamalı) s s Pgain transdüser kazancını hesaplar ve transdüser kazancının geniş sinyaldeki ölçümüdür. Transdüser kazancı, kaynaktan yüke aktarılan güç oranıdır. Şekil 4.5(a)(b) de çift beslemeli ve aktif kutuplamalı güç yükselteçlerinin Pgain grafikleri görülmektedir. 78

93 (a) (b) Şekil 4.5 (a) çift beslemeli PA (b) aktif kutuplamalı PA kazanç grafikleri Çift beslemeli PA nın kazanç değeri Şekil 4.5 (a) da db iken transdüser kazanç değeri db olduğu görülmektedir. Diğer taraftan Şekil 4.5 (b) de yer alan grafikte aktif kutuplamalı PA nın kazancının db, transdüser kazancının ise db olduğu görülmektedir. Yani aktif kutuplamalı PA devresinin kazancı çift beslemeli PA ya göre 0.3 db daha yüksektir. Bu değerler 2.4 GHz frekans değerindeki değerlerdir. (a) (b) (c) Şekil 4.6 (a)çift beslemeli PA (b) Aktif kutuplamalı PA kararlılık (c) PA kararlılık karşılaştırma grafikleri 79

94 Şekil 4.6 (a) ve (b) de iki güç yükselteci içinde kararlılık çemberlerinin Smith abağında gösterimi yapılmıştır. Kararlılık frekansa bağlı olarak değiştiği için grafiklerde bazı çizgilerin Smith abağını kestiği görülmektedir. Tasarlanan yükselteçlerin kararlı olabilmesi için istenilen frekansta Smith abağını kesmemesi gerekir. Her iki yükselteç 2.24 GHz ve öncesinde 1 den küçük yani kararsız durum da iken 2.24 GHz ve sonraki frekans değerlerinde kararlı hale gelmektedirler. Şekil 4.6 (c) de 2.4 GHz deki kararlılık değerleri incelendiğinde aktif kutuplamalı PA nın kararlılık değerinin çift beslemeli PA ya göre 1.6 artarak den ye çıktığı görülmektedir. Her elektronik devrenin karakteristik bir empedansı vardır. Aynı şekilde elektronik devrenin beslediği yükün de karakteristik bir giriş empedansı vardır. Bu iki empedansın eşit olması ideal durumdur. Ancak uygulamada bu durum sağlanamaz. Bir elektronik devre ile bu devrenin beslediği yük arasında empedans uyumsuzluğunun oluşu enerjinin bir bölümünün yükten yansıması anlamına gelir. Bu durum hem üretecin çıkış katlarının güvenliğini riske atar, hem de sistemin verimini düşürür. (a) (b) Şekil 4.7 (a) çift beslemeli PA dönüş kaybı grafiği (b) aktif kutuplamalı PA dönüş kaybı grafiği Şekil 4.7(a) görülen grafikte çift beslemeli PA için dönüş kaybının 2.4 GHz de değeri 11.63dB olarak görülmektedir. Yine şekil 4.7(b) de 2.4 GHz de aktif kutuplamalı PA nın dönüş kaybı değeri yaklaşık 0.4 db düşerek db ye ulaşmaktadır. Yani aktif kutuplamalı PA nın dönüş kaybı 0.4 db daha az demektir 80

95 (a) (b) Şekil 4.8 (a) çift beslemeli ve aktif kutuplamalı PA gürültü faktörü (b) çift beslemeli ve aktif kutuplamalı PA gürültü şekli Şekil 4.8 (a) ve (b) de görülen grafiklerde her iki PA nın gürültü değerleri gösterilmektedir. Grafiklerden de görüleceği gibi çift beslemeli PA nın gürültü faktörü 2.082, gürültü şekli ise db dir. Aktif kutuplamalı tasarlanan PA nın ise gürültü faktörü 2.055, gürültü şekli ise db dir. Sonuçlara bakıldığında aktif kutuplamalı PA nın gürültü parametrelerinin daha iyi olduğu görülmektedir. (a) (b) Şekil 4.9 (a)güç verimliliği (PAE) benzetimi (b)cly5 akım-gerilim karakteristiği Güç yükselteci tasarımında doğrusal ve kararlı çalışması temel alınarak tasarlanmış olup, verimlilik ile ilgili PAE değerleri Şekil 4.9 te verilmiştir. Şekil 4.9 da güç yükseltecinin girişe 10dBm sinyal uygulandığında devrenin 2.4GHz de PAE si %27.33 olarak simüle edilmiştir. Bu değerde kabul edilebilecek bir değerdir. Şekil 4.9 (b) de nonlineer Statz modeli kullanılan CLY5 transistörüne ait akım-gerilim karakteristiği yer almaktadır. 81

96 (a) Şekil 4.10 (a) çift besleme PA VSWR grafiği (b) aktif kutuplamalı PA VSWR grafiği (b) Yükseltece giren sinyalin bir kısmı yansırken bir kısmı geçer. VSWR işte bu gelen sinyalin ne kadarının geçtiği ne kadarının yansıdığı hakkında bilgi verir. VSWR nin 1 olması halinde giren sinyalin tamamı çıkışa aktarılmış demektir. Bu sebeple VSWR nin 1 veya 1 e çok yakın olması istenir. Çift beslemeli PA nın duran dalga oranı 2.4 GHz de olduğu Şekil 4.10 (a) da görülmektedir. Bu durumda giren dalganın %6.8 i yansımaktadır. Aktif kutuplamalı PA da bu oran biraz daha iyileşmekte ve 2.4 GHz için 1.66 değerine düştüğü Şekil 4.10 (b) de görülmektedir. Yansıyan dalga oranı % 6.1 e düşmektedir. (a) (b) Şekil 4.11 Giriş katı (a) gürültü (b) kazanç grafiği Giriş katına ait gürültü ve kazanç grafikleri Şekil 4.11 de verilmektedir. Simülasyon sonucuna göre 2.2 GHz ile 2.5 GHz aralığında sinyal uygulandığında 2.4 GHz de gürültü 2.48 db olarak görülmektedir. Yine 2.4GHz de katın kazancı ise db dir. 82

97 (a) (b) Şekil 4.12 Sürücü katı (a) gürültü (b)kazanç grafiği Şekil 4.12 de sürücü katının çıkışında elde edilen gürültü ve kazanç grafikleri yer almaktadır. 2.4 GHz de sürücü katının çıkışındaki gürültü şekli 3.11 db kazanç ise db dir. (a) (b) Şekil 4.13 Çıkış katı (a) gürültü (b) kazanç grafiği Girişe uygulana sinyal giriş katı ve sürücü katında geçtikten sonra güç katına gelir. Güç katının çıkışındaki sinyale ait kazanç ve gürültü grafikleri Şekil 4.13 de verilmektedir. Güç katının çıkışındaki sinyalin gürültü şekli db, kazancı ise db olarak elde edilmektedir. 83

98 Çizelge 4.3 Katların performansı Giriş katı Sürücü katı Güç katı S21 (db) NF Çizelge 4.3 de katlara ait kazanç ve gürültü şekli değerleri verilmektedir. Bu değerlere bakıldığında en fazla kazancın giriş katında en az gürültü şeklinin ise sürücü katında meydana geldiği görülmektedir. AT dan oluşan giriş katı giriş sinyalini db yükseltmektedir. Buradan çıkan sinyal CLY2 den oluşan sürücü katına gelmekte ve db yükselerek db olarak güç katına ulaşmaktadır. En son CLY5 güç katına gelen sinyal 5.05 db daha yükselerek db olarak çıkmaktadır. (a) Şekil 4.14 Sürücü katı L uyumlandırmadan (a)önceki (b) sonraki kazanç grafiği (b) Şekil 4.14 de sürücü katına ait empedans uyumlandırma grafikleri yer almaktadır. Giriş ve sürücü katları arasındaki L uyumlandırma devresi yapılmadan (direk bağlı) önce 2.4 GHz de sürücü katından elde edilen kazanç db iken uyumlandırma yapıldıktan sonra kazanç değeri db ye çıkmaktadır. 84

99 (a) (b) Şekil 4.15 Güç katı L uyumlandırmadan (a) önceki kazanç (b) sonraki kazanç grafiği L uyumlandırma devresinin katlar arasına bağlanmadan önceki ve sonraki kazanç durum Şekil 4.15 de görülmektedir. Her üç kat birbirine L uyumlandırma devresiyle bağlanmadan önce (üç kat birbiriyle direk bağlı) 2.4GHz de çıkışta db olan kazanç L uyumlandırma devreleri bağlandıktan sonra db ye çıkmaktadır. Cc=4.7pF Cc=10pF Cc=1pF Cc=4.7pF Cc=10pF Cc=1pF (a) (b) Cc=4.7pF Cc=10pF Cc=1pF (c) Şekil 4.16 Kuplaj kondansatörün (Cc) Aktif Kutuplamalı PA parametreleri (a) NF, (b) S11, (c) S21 üzerine etkisi 85

100 Yüksek güç ihtiyacının olduğu durumlarda tek katlı yükselteç kullanmak yeterli olmayabilir. Böyle durumlarda birden fazla kattan oluşan yükselteç kullanmak gereklidir. Çok katlı yükselteçleri oluştururken her bir katı birbirine bağlamak için en yaygın kullanılan yöntem C bağlayıcı kondansatörü kullanmaktır. Şekil 4.16 de giriş katı ile sürücü katı arasında kullanılan C bağlayıcı kondansatörünün yükseltecin bazı temel parametreleri üzerine etkisi görülmektedir. Grafikler incelendiğinde C kondansatörünün değeri 4.7pF ve 10pF olarak seçildiğinde NF,S21,S11 değerlerinin birbirine çok yakın olduğu fakat 1 pf seçildiğinde önemli değişiklikler meydana gelmektedir. S11 12 db iyileşme sağlayarak 24.12dB olurken, NF 0.2 db yükselerek 3.42 db, S db düşerek db olmaktadır. (a) (b) Şekil 4.17(a)(b) Aktif Kutuplamalı PA 1dB bastırma noktası grafiği Tasarlanan bir güç yükselteci eğer bir çalışma bandı için tasarlanmışsa doğrusallık önemli bir parametredir. Giriş ve çıkış üçüncü dereceden kesişim noktaları genelde 1dB bastırma noktasının yaklaşık olarak 10dB altında olduğu için doğrusallığa bakılırken 1dB bastırma noktasını bulmak daha uygun olacaktır. Bir kuvvetlendiricinin giriş gücü artırıldıkça çıkış gücü belli bir noktaya kadar artması beklenir. Belli bir giriş gücünden sonra çıkış sabit kalır. Bu giriş (Pin,1dB) ya da çıkış gücüne (Pout,1dB) 1dB bastırma noktası denir. Şekil 4.17 (a) ya bakıldığında giriş sinyali 6.85 db iken çıkış sinyali 1 db zayıflamakta ve 28.3 db ye düşmektedir. Güç yükselteci girişine 40 dbm ile 5 dbm güç aralığında ve 2.2 GHz ile 2.8GHz frekans aralığında uygulanan sinyallerin çıkış grafikleri Şekil 4.17 (b) de gösterilmektedir. Buradaki her bir çizgi farklı frekanstaki giriş ve çıkış grafiğini göstermektedir. Tasarlanan güç yükseltecinin P1dB noktası yaklaşık 25 dbm dir. 86

101 (a) (b) Şekil 4.18 Aktif Kutuplamalı PA güç spektrum grafiği (a)pin=-10dbm (b)pin=2dbm Şekil 4.18(a)(b) de görülen grafikte aktif kutuplamalı PA güç spectrumu görülmektedir. Şekil 4.18 (a) da PA girişine -10 dbm lik sinyal uygulandığında çıkıştan elde edilen sinyallerin frekansa bağlı değişimi görülmektedir. 2.4 GHz de çıkış sinyalinin gücü dbm olarak görülmektedir. Şekil 4.18 (b) de ise bu kez girişe uygulana sinyalin gücü 2 dbm ve buna karşılık çıkıştan elde edilen güç dbm dir. (a) Şekil 4.19 Aktif kutuplamalı PA (a) gerilim (b) akım grafikleri (b) Girişe uygulanan güç yükselteçlerinin çıkışından yükselmiş olarak elde edilir. Şekil 4.19 (a)(b) de aktif kutuplamalı PA nın çıkışından elde edilen akım ve gerilim sinyallerinin zamana bağlı olarak değişimi gösterilmektedir. Çıkıştan elde edilen sinyaller ile giriş sinyalleri arasında faz farkı bulunmaktadır. Şekil 4.19(b) akım grafiğine bakıldığında faz farkı daha fazla olduğu görülmektedir. 87

102 Şekil 4.20 EVM simülasyon test düzeneği Şekil 4.20 de simülasyonu yapılan güç yükseltecinin EVM değerini ölçmek için kullanılan test düzeneği görülmektedir. Bu düzenek AWRDE programında hazır oluşturulmuş bir düzenektir. Güç yükseltecinin parametreleri girilerek sonuçlar gözlemlenmiştir. Şekil 4.21 (a) Şekil 4.21 (b) Şekil 4.21 Aktif kutuplamalı PA EVM simülasyon (a) görüntüsü (b)değeri Şekil 4.21 (a) ve (b) de PA ya ait EVM simülasyon görüntüsü ve değeri görülmektedir. Simülasyonda EVM simülasyon görüntüsüne bakıldığında PA nın çıkışından elde edilen sinyalleri temsil eden mavi halkaların, referans değeri temsil 88

103 eden kırmızı halkaya yakın olduğu görülmektedir. Bu PA nın doğrusallığının iyi olduğunu göstermektedir. Bu mavi halkalr ne kadar kırmızı noktaya yakın olursa güç yükselteci o kadar doğrusal çalışıyor demektir. Aynı Şekil 4.21(b) de EVM değerinin 9.17 olduğu görülmektedir. EVM değerini ne kadar küçük ise yine güç yükselteci okadar doğrusaldır denilebilir. Şekil 4.22 ACPR simülasyon ölçüm test düzeği Şekil 4.22 de simülasyonu yapılan güç yükseltecinin ACPR değerini ölçmek için kullanılan test düzeneği görülmektedir. Bu düzenek AWRDE programında hazır oluşturulmuş bir düzenektir. Güç yükseltecinin parametreleri girilerek sonuçlar gözlemlenmiştir. Şekil 4.23 Aktif kutuplamalı PA ACPR simülasyon görüntüsü Aktif kutuplamalı PA ya ait iki tonlu sinyallerde IM bileşenleri sebebiyle yan bandları taşan güç miktarını ölçmeye yarayan ACPR görüntüsü Şekil4.23 de verilmektedir. Simülasyonda 2.4GHz frekansı temel alınmıştır. IM bileşenlerinin yan bandlara taşıdığı güç miktarı arttıkça güç yükseltecinin doğrusallığı bozulmaktadır. 89

104 4.3.Bulgular Güç yükselteçlerinin bilgisayar ortamındaki simülasyonları yapıldıktan ve başlangıçta konulan hedefleri ulaşıldıktan sonra devrelerin baskı devreleri çıkarıldı. Devre elemanları da yerleştirildikten sonra gerçeklenen yükselteçlerin ölçümleri yapılmıştır. Çift beslemeli güç yükselteci ölçüm sonuçları 2.4 GHz (WLAN) frekanslarında çalışan, A-sınıfı, üç katlı güç yükselteci analizi ve tasarımı yapıldı. A-sınıfı güç yükseltecinin ilk katında AT BJT transistörü, ikinci katında CLY 2 GaAs FET transistörü ve üçüncü katında ise CLY 5 GaAs FET transistörü kullanıldı. Ayrıca, giriş ve çıkış empedans uyumlandırmaları, uygun kapasitör, direnç değerleri ve mikro şerit hatlar kullanılarak yapıldı. +5V RF GİRİŞ C1 R1 R2 TR1 L1 C2 C5 C3 R4 L2 R3 TR2 L3 C5 C8 L4 C6 R5 R12 L7 TR3 C9 RF ÇIKIŞ C10-4V Şekil 4.24 (a) Çift beslemeli PA devresi Şekil 4.24(a) da çift kutuplama gerilim kaynağına sahip güç yükseltecinin tasarlanan devre açık şemasını göstermektedir. Tasarlanan PA yapısı 5 V besleme gerilimi ve -4V altında çalışmaktadır. Pozitif gerilim kaynağı TR1 in kolektörünü, TR2 ve TR3 ün drainlerini kutuplarken, negatif kaynakta TR2 ve TR3 ün gatelerini kutuplamaktadır. Transistörlerin pozitif kaynakla olan bağlantıları bobin kullanılarak yapılmıştır. Bunun sebebi kutuplama sırasında kaybolan gücü azalmaktır. 90

105 + Vcc RF Giriş RF Çıkış TR 1 TR 2 TR 3 -Vcc Şekil 4.24(b) Çift beslemeli PA layout Şekil 4.24(b) de tasarlanan çift beslemeli yükseltecin AWRDE programında oluşturulmuş layout görülmektedir. +Vcc RF Giriş RF Çıkış TR1 TR2 TR3 -Vcc Şekil 4.24(c) Çift beslemeli PA Besleme hattındaki parazitik etkiyi önlemek için çeyrek yan dalga hattı ilave edilmiştir. DC besleme hattı, devreden akan mikrodalga sinyallerin bu hat üzerinde kaybolmaması koşulu olan yüksek empedans elde etmek için, dar seçildi. Besleme hattı, w hattın eni, h alt taban malzemenin yüksekliği olmak üzere, w/h<1 (0.25/1.6<1) oranı sağlayacak şekilde tasarlandı. Tasarım aşaması bitirildikten sonra baskı devre aşamasına geçildi. Baskı devre çıkarıldıktan sonra devre elemanları yerleştirildi. Devrenin tamamlanmış hali Şekil 4.21(c) de görülmektedir. Ayrıca Şekil 2.41(c) üzerinde giriş sinyalinin izlediği yolda gösterilmektedir. Gerçekleştirilen çift beslemeli güç yükselteci devresinin ebatları 85X29mm dir. 91

106 db Giriş S GHZ Şekil 4.25 Çift beslemeli PA S11 Grafiği Şekil 4.25 de çift beslemeli PA için GHz deki S11 dönüş kaybı grafiği görülmektedir. PA girişine 31,37 db lik sinyal uygulandığında PA çıkışında sinyal db daha zayıflayarak 44,43 db olarak ölçülmektedir. Yani PA yansıyan sinyali -13,06 db daha düşmektedir db Giriş S GHZ Şekil 4.26 Çift beslemeli PA S21 ölçüm grafiği 92

107 Şekil 4.26 de çift beslemeli PA için S21 kazanç grafiği görülmektedir. Spectrum analizörüyle yükseltece 1-3 GHz frekans aralığında PA girişine 41,51 db lik sinyal uygulandığında PA çıkışında 17,99 db lik sinyal elde edilmektedir. Çift beslemeli PA sinyali 2.406GHz de girişe uygulanan sinyali db yükseltmektedir. S22 = db S22 Giriş Şekil 4.27 Çift beslemeli PA S22 ölçüm grafiği Şekil 4.27 de çift beslemeli PA nın 2.43GHz deki S22 grafiği görülmektedir. PA girişine uygulanan 35,82 db lik sinyalle karşılık PA çıkışından 53,58 db sinyal değeri ölçülmektedir. Bu durumdan da çıkış yansıma değerinin 17,76 db düştüğü görülmektedir. Aktif kutuplamalı güç yükselteci ölçüm sonuçları Kutuplama devrelerinin görevi transistörleri aktif bölgede tutmaya dolayısıyla transistörlerin iletim halinde olmalarını sağlamaktadır. Çok katlı yükselteç tasarımında büyük öneme sahip RF tıkaçlar ve ayrıştırma kapasitörleri kullanılmıştır. RF tıkaçlar DC kutuplama için çok düşük direnç, RF frekanslarında ise çok yüksek empedans sağlayarak mikrodalga sinyalini kutuplama kaynağıyla kısa devre olmasını önlerler. Aynı şekilde giriş ve çıkış ayrıştırma kapasitörleri giriş ve çıkış hatlarında 93

108 mikrodalga sinyallerine izin verirken DC yi bloke ederler. Pasif devre ile yapılan kutuplamaların en önemli dezavantajları transistör parametrelerindeki değişime karşı çok duyarlı olmaları ve sıcaklık kararlılıklarıdır. Güç yükselteçleri çalıştıkları sürece devrede transistörlerin sıcaklıkları artar. Bu ısı artışı sebebiyle elektron sayısı aşırı derecede artar, transistörün çalışma dengesi bozulur ve gücü düşer. Belirli giriş değerleri için alınması gereken çıkış değerleri değişir. Bu durum transistörlerin kararlı çalışmalarını etkiler. Bunun için bu sorunu giderecek aktif kutuplama devreleri tasarlanmıştır. Vcc RF GİRİŞ C1 R1 R2 TR1 L1 C2 C5 L2 C3 R3 TR2 R4 L3 L5 C5 C8 L4 C6 R12 R8 L7 TR3 C9 L6 C10 RF ÇIKIŞ C4 TR4 R7 R5 R6 C7 R9 TR5 R11 R10 Şekil 4.28(a) Aktif kutuplamalı güç yükseltici devresi Bu çalışmada da aktif kutuplama kullanılmıştır. Çünkü transistörün DC performansındaki kutuplama noktasının aşırı sıcaklık ve aşırı değişkenlik göstermesi durumunda sabit kalmasını ve böylece kararlılık durumunun aşırı değişmesine engel olur. Şekil 4.28(a) da üç katlı aktif kutuplamalı güç yükselteci devresi görülmektedir. Burada TR4 ve TR5 transistörleri kutuplama işlemi gerçekleştirmektedir. 94

109 +Vcc RF Giriş C RF Çıkış TR 1 TR 2 TR 3 D A B TR 4 Aktif Kutuplama TR 5 Şekil 4.28 (b) Aktif kutuplamalı güç yükseltici layout Şekil 4.28 (b) de tasarımı yapılan devrenin AWRDE programında oluşturulan layout hali görülmektedir. Layoutu hazırlanan devrenin baskı devresi yapıldıktan sonra montajı tamamlanmıştır. +Vcc RF Giriş D RF Çıkış TR1 TR2 TR3 A B TR4 C Aktif Kutuplama TR5 Şekil 4.28 (c) Aktif Kutuplamalı güç yükseltici Şekil 4.28(c) de aktif kutuplamalı yükselteç devresinin tamamlanmış hali sinyalin akış yönü ve yükselteç üzerinden ölçüm yapılan noktalar görülmektedir. Gerçekleştirilen devrenin ebatları 87X38mm dir. İki yükselteç devresinin ölçüleri karşılaştırıldığında aktif kutuplamalı devrenin ölçüleri dah fazladır. Bunun sebebi aktif kutuplama katını oluşturan BFG31 PNP transistörünün SOT 223 kılıfında olması, kullanılan diğer elemanlar ve iletim hatlarının kapladıkları alanlardır. 95

110 db Giriş S GHZ Şekil 4.29 Aktif kutuplamalı PA S11 ölçüm grafiği Gerçeklenen güç yükselteci devrenin girişine şekil 4.29 de görüldüğü gibi sinyal jeneratörü yardımıyla MHz aralığında bir sinyal uygulanmıştır ve bu sinyalin ilgili frekans aralığındaki 2406MHz de db olarak ölçülmüştür. 5V besleme gerilimi kullanılarak gerçeklenen devrenin çıkışından alınan sinyal değeri db azalarak 47.55dB değerinde bir sinyal ölçülmüştür db Giriş S GHZ Şekil 4.30 Aktif kutuplamalı PA S21 ölçüm grafiği 96

111 Aktif kutuplamalı PA için S21 kazanç grafiği Şekil 4.30 de görülmektedir. PA girişine 39,42 db lik sinyal uygulandığında güç yükselteci sinyali 25,46 db yükselterek çıkışa verdiği görülmektedir. Aktif kutuplamalı PA çıkışından elde edilen sinyal 13,96 db dir. Güç yükselteci yükseltme işlemini 2.406GHz de gerçekleştirmektedir. S22 = db Giriş S22 Şekil 4.31 Aktif kutuplamalı PA S22 ölçüm grafiği Şekil 4.31 de aktif kutuplamalı PA nın girişine 1GHz ile 3GHz aralığında sinyal uygulandığında 2.43GHz deki S22 grafiği görülmektedir. PA girişine uygulanan 7,84 db lik sinyalle karşılık PA çıkışından 33,71 db sinyal değeri ölçülmektedir. Bu durumdan da çıkış yansıma değerinin 25,87 db düştüğü görülmektedir. 97

112 D C B A Şekil 4.32 Aktif kutuplamalı PA Katlarının Performansı Şekil 4.32 de yükseltecin görüntüsünde ve Şekil 4.X yükseltecin layoutun A,B,C,D ile belirtilen noktalarda P-20A 3GHz RF probu ile yapılan ölçüm sonuçlarına yukarıdaki şekilde yer verilmiştir ölçüm sonuçları çizelge 3.16 da yer almıştır. Çizelge 4.4 P-20A 3GHz RF probu ile ölçülen değerler Ölçüm Noktası Devre Konumu FR (GHz) Sinyal Değeri A Giriş sinyali dB B TR1 Çıkışı dB C TR2 Çıkışı dB D TR3 Çıkışı dB Çizelge 4.4 de gösterildiği gibi ölçüm sonuçlarına göre A ile gösterilen noktaya 2.4 GHz de dB değerinde bir giriş sinyali uygulanmıştır. Bu giriş sinyalinin uygulanması ile B ile belirtilen birinci transistörün çıkışında 2.4 GHz de dB ve C ile belirtilen ikinci transistörün çıkışında 2.4 GHz de dB değerinde bir sinyal ölçülmüştür. Son olarak D ile belirtilen devrenin çıkış noktasında 2.4 GHz 98

113 frekansında dB değerinde bir sinyal ölçülmüştür. Tüm bu sonuçlar göz önünde bulundurulduğunda tasarlanan güç yükselteci devresinin 2.4 GHz frekansında dB değerindeki bir giriş sinyalini 24.73dB yükselterek çıkıştan dB değerinde bir sinyal alınmasını sağlamıştır. Giriş S21 S21 Varikap S21=4.47 db S21=8.04 db 2.4 GHz Şekil 4.33 Aktif kutuplamalı PA varikap uyumlandırmalı S21 grafiği Varikap diyotlu uyumlandırma devresinde diyota farklı değerde gerilim vererek aktif kutuplamalı PA devresindeki kazanç değişimi incelendi. Bu çalışmada varikap devresine başlangıçta direk gerilim verilmeden bağlanmış daha sonra varikap diyota 7V gerilim uygulanmıştır. Elde edilen sonuçlar Şekil 4.33 da görülmektedir. Varikap diyota gerilim verilmeden bağlandığında 45,43 db lik giriş sinyali 37,39 db ye yükseltmektedir. Daha sonra gerilimi 7V a çıkarıldığında sinyal 32,92 db ye çıktığı gözlemlenmiştir. Gerilim verilmeden uyumlandırma devresi bağlandığında sinyal 8.04 db yükselmekte gerilim 7V a çıkarıldığında 4.47 db daha yükseltmektedir. 7V gerilim verildiğinde giriş sinyali toplam db yükseltilmiş olarak çıkıştan elde edilmektedir. 99

114 S11=-4.69 db S11=-7.19 db 2.4 GHz Şekil 4.34 Aktif kutuplama PA devresi varikap uyumlandırmalı S11 grafiği Şekil 4.34 da aktif kutuplamalı PA devresine varikap uyumlandırma devresi bağlandıktan sonra ölçülen S11 dönüş kaybı değeri görülmektedir. 2.4 GHz de başlangıçta db olan giriş sinyali uyumlandırma devresi gerilimsiz olarak bağlandığında 4.69 db zayıflamakta ve db ye düşmektedir. Uyumlandırma devresinde varikap diyota 7V gerilim verildikten sonra ise sinyal db ye düşmektedir. Bu durumda toplam zayıflama db olarak ölçülmektedir. Çizelge 4.5 Varikap devresi uygulama sonuçları Varikap devresi bağlanmadan önce Varikap devresi bağlandıktan sonra Varikap diyota 7V gerilim verildikten sonra S21 (db) S11 (db) Çizelge 4.5 deki sonuçlar incelendiğinde varikap uyumlandırma devresi aktif kutuplamalı PA ya bağlandığında kazanç ve geri dönüş parametrelerinde iyileşme sağlamaktadır. 7V gerilim verdiğimizde parametrelerdeki iyileşme miktarı arttırmaktadır. 100

115 Çizelge 4.6 Çift beslemeli PA simülasyon ve ölçüm sonuçları karşılaştırma Çift besleme simülasyon Çift besleme ölçüm Ref [Chuang vd, 1996] Vdd 5V&-4V 5V&-4V 5V&-4V Çalışma frekansı [GHz] -3 db bant genişliği ( S 21 ) Frekans Aralığı( S < db) Gürültü şekli (db) Kazanç (db) S11 (db) S22 (db) S 11 deep point MHz OIP3 max(dbm) VSWR Güç tüketimi --- ~1.5W --- Akım tüketimi --- ~300mA --- Kararlılık (K) < 1< Boyut (mm) 85x29 85x Komponent sayısı

116 Çizelge 4.7 Aktif kutuplamalı PA simülasyon ve ölçüm sonuçları karşılaştırma Aktif kutuplamalı Simülasyon Aktif kutuplamalı Ölçüm Ref [Dearn vd, 2004] Vdd 5V 5V 3.3V Çalışma frekansı [GHz] -3 db bant genişliği ( S 21 ) Frekans Aralığı( S < db) Gürültü şekli (db) Kazanç (db) S11 (db) S22 (db) S 11 dip noktası MHz OIP3 max(dbm) VSWR Güç tüketimi --- ~2.75W --- Akım tüketimi --- ~550mA 402mA Kararlılık (K) < --- Boyut (mm) 87x38 87x Komponent sayısı

117 Güç yükselteçlerinin tasarım ve gerçeklenimi yapıldıktan sonra simülasyon ve ölçüm sonuçlar karşılaştırılmıştır. Elde edilen sonuçlar Çizelge 4.6 ve Çizelge 4.7 de verilmektedir. AWRDE programında yapılan tasarımlar ve benzetimler ile baskı devre yapıldıktan sonra spektrum analizörle yapılan ölçümler birbirini destekler niteliktedir. 5V ve -4V besleme gerilimi uygulanan çift beslemeli PA da simülasyonda gerçekleştirilen db kazanç gerçeklenen devrede db olarak ölçülmüştür. Giriş dönüş kaybı S11 simülasyonda db, çıkış dönüş kaybı S db hesaplanırken uygulamada bu değerlerin S11 için db S22 ise db olarak gerçekleştiği görülmüştür. Bu simülasyon ve ölçüm sonuçlar Çizelge 4.6 da görülmektedir. Chiang 1996 ISM bandı kablosuz haberleşme sistemleri için 2.4 GHz güç yükselteci tasarımı çalışmasında giriş dönüş kaybı S11= db olarak ölçülürken kazancın yaklaşık 28 db olduğu görülmektedir. Kararlılık ise 1 den büyüktür. Çizelge 4.7 de aktif kutuplamalı güç yükseltecine ait simülasyon ve ölçüm sonuçları yer almaktadır. Çizelge incelendiğinde S11= db, S22= db olan simülasyon sonuçlarının ölçüm sonucunda S11= db, S22= db olarak elde edildiği görülmektedir. Duran dalga oranı 1.72 den 1.66 ya düşmektedir. Ayrıca Çizelge 4.7 de yer alan Dearn 2004 aktif kutuplamalı Universal GaAs HBT güç yükselteci tasarımı çalışmasında S11= -16 db, S22= db, kazanç 17.9 db sonuçlarını elde ettiği görülmektedir. Bu çalışmada besleme gerilimi 3.3 V olarak seçilmiş ve GHZ bant aralığında kullanım için tasarlanmıştır Sistem uygulaması Tasarlanan aktif kutuplamalı güç yükseltici laboratuar ortamındaki uydu uplink sisteminde denendi. Uydu uplink sistemi anten, web kamera, monitör, Satellite uplink transmitter STC 10, satellite link emulatör STC 10 frekans dönüştürücü ve satellite douplink receiver STC 10 cihazlarından oluşmaktadır. Web kameradan alınan görüntü satellite uplink transmitter STC10 cihazına gelir. Uplink transmitter alınan görüntüyü 5.6GHz frekansta anten vasıtasıyla link emulatöre iletir. Satellite link emulatör STC10 cihazı 5.6GHz frekansındaki görüntüyü alır ve 2.4 GHz frekansına düşür. 2.4 GHz e düşen sinyal güç yükseltecine aktarılır. Güç 103

118 yükseltecinden çıkan sinyal link emulatörüne girer ve 2.4 GHz olarak anten vasıtasıyla downlink receiver a gönderilir. Satellite douplink receiver gelen yükseltilmiş sinyali monitöre aktarır. Şekil 4.35 Uydu uplink sistem uygulama düzeneği Şekil 4.35 de aktif kutuplamalı güç yükseltecine sistem uygulamasının yapıldığı SDÜ Elektronik Haberleşme Mühendisliği mikrodalga laboratuarında bulunan uydu uplink düzeneği görülmektedir. (a) Şekil 4.36 Kullanılan satellite link emulator STC10 deney setinde güç yükselteci (a)yokken ve (b) varken alınan görüntü sinyali 104 (b)

119 Web kameradan alınan görüntü uydu vasıtasıyla aktarılırken uplink sisteminin alıcı kısmına bağlanılan güç yükselticiden geçirildi. Güç yükseltici çalıştırılmadan ve çalıştırıldıktan sonra görüntüdeki değişiklikler gözlenmeye çalışıldı. Yapılan çalışmanın ekran görüntüleri Şekil 4.36 de gösterilmektedir. İki fotoğrafa bakıldığında soldaki görüntüde bozuklukların olduğu sağdaki görüntünün ise daha net olduğu görülmektedir. Bu durum sistemde güç yükselteci kullanıldığındaki farkı gözler önüne sermektedir. PA varken PA yokken db 2.44 GHz Şekil 4.37 Güç yükselteci varken ve yokken alınan görüntü sinyali ölçümü Uydu uplink deney setine bağlanan güç yükseltecinin çıkışı FSH spectrum analizörüne bağlanmıştır. FSH spectrum analizörüyle alınan sinyaller incelendiğinde Şekil 4.37 de görüldüğü gibi güç yükseltici çalıştırılmadan önce görüntü sinyalinin değeri db dir. Güç yükseltici çalıştırıldıktan sonra sinyal yaklaşık db yükselerek db ye çıkmaktadır. Bu sinyal yükseltme işleminin gerçekleştiği frekans 2.44 GHz dir. Şekil 4.36 deki resimlere ve Şekil 4.37 deki sinyal ölçüm grafiğine bakıldığında tasarımı yapılan güç yükseltecinin sağlıklı çalıştığı görülmektedir. 105

120 (a) (b) (c) (d) (e) (f) (g) (h) (ı) (i) (j) (k) (l) (m) (n) Cc=4.7pF Cc=10pF Cc=1pF (o) (p) Şekil 4.38 Aktif kutuplamalı PA Şekil 4.34 de (a) Zin, (b) RL, (c) GA, (d) F, (e) K, (f) Smith abağı (K), (g) VSWR, (h) NF, (ı) PAE (Pin=-10 dbm), (i) giriş katı GA, (j) sürücü katı GA, (k) güç katı GA, (l) P1dB, (m) Pout (Pin=-10dBm), (n) Pout (Pin=2 dbm) (o) akım dalga, (p) gerilim dalga, (r) C kuplör simülasyon grafikleri ve değerleri görülmektedir. 106 (r)

121 5. SONUÇ Bu çalışmada, 2.4 GHz bandı kablosuz haberleşme alıcı verici sistemler için uygun, yüksek kazanç ve yüksek kararlılığa sahip bir aktif kutuplamalı güç yükselteci modülü tasarlanmış, devre gerçeklemesi yapıldıktan sonra alınan ölçüm sonuçları analiz edilmiştir. Öncelikle, tüm devre bileşenlerinde istenilen performans elde edildikten sonra, alıcı ve verici simülasyon sonuçları incelenmiştir. Tasarlanan güç yükseltecinin performans parametreleri, MoM metodu tabanlı AWR benzetim programı kullanılarak değerlendirilmiştir. Güç yükselteci performans kriterleri için k>1, NF 3dB, G T = 20-25dB, S11-10dB ve S22-15dB hedef olarak belirlenmiştir. Güç yükselteci tasarımında adım adım ilerlenildi. Yüksek kazanç, yüksek verim elde edilmek istenildiği için yükseltecin 3 katlı yapılmasına karar verildi. Yükselteci sınıfı olarak da A sınıfı tercih edildi. Çünkü A sınıfı yükselteçler düşük distorsiyon ve yüksek verimliliğe sahiptir. Her katta kullanılacak transistör seçimi yapıldı. Transistör seçimi yapılırken düşük gürültü, yüksek kazanç, yüksek verim, çalışma frekans aralığı ve uyumlandırma basitlikleri dikkate alınmıştır. Her kat için pasif kutuplama devresi oluşturuldu. Kutuplama devresi oluşturulurken besleme gerilimi olarak +5V seçildi. Katları arasındaki empedans farkını kaldırmak için L uyumlandırma devreleri kullanıldı. Ayrıca katlar arasındaki bağlantıyı sağlayabilmek amacıyla C kuplaj kondansatörü konuldu. Bu kondansatör aynı zamanda DC analizde her bir katın ayrı olarak incelenmesini sağlamaktadır. 2.4 GHz frekans bandında çalışan alıcı verici sistemleri için tasarlanan güç yükselteci iki aşamadan oluşmaktadır. İlk aşamada +5V besleme gerilimiyle beraber 4V gerilim kaynağı da kullanıldı.. 4V gerilim kaynağı CLY2 ve CLY5 GaAs Fet transistörlerinin source uçlarına bağlanmaktadır. Bu yükseltecin tasarımı yapıldıktan sonra simülasyonu yapıldı. Simülasyon sonucuna göre yükselteç 11 db lik giriş dönüş kaybı, çıkış dönüş kaybı 20 db ve kararlılığı ise 10 olarak ölçülmüştür. Aynı zamanda yükseltecin kazancı 29 db ve gürültüsü 3.14 db dir. Başlangıçtaki hedeflere ulaşıldıktan aktif kutuplamalı güç yükselteci tasarımına geçilmiştir. 107

122 Aktif kutuplamalı güç yükselteci tasarımı yapılırken güç yükseltme kısmı aynen korundu. Diğer güç yükseltecinden farklı olarak negatif besleme gerilimi kaldırıldı. Bu kaynak yerine aktif kutuplama katı konuldu. Aktif kutuplama katı tasarımı yapılırken PNP transistör kullanıldı. Böylelikle kullanılan gerilim kaynağı sayısı tek indirilmiş oldu. Yapılan tasarımın parametre değerleri incelendi. Yükseltecin kazancının 29 db, kararlılığının 11, giriş dönüş kaybının 12 db, gürültüsünün 3.12 db olduğu görüldü. Aktif kutuplama yükselteci içinde başlangıçta belirlenen hedeflere ulaşıldıktan sonra baskı devre yapımına geçildi. Baskı devreye elektronik komponentler yerleştirildikten sonra her iki yükselteç için ölçüm yapılmasına geçildi. Elde edilen sonuçlar karşılaştırıldı. Gerçeklenimi yapılan güç yükselteçlerinin performans kriterlerini ölçerken FSH spectrum analizörü kullanılmıştır. Yapılan ölçümler sonucunda çift beslemeli yükselteç için kazanç 23.5 db, giriş dönüş kaybı 13 db çıkış dönüş kaybı db ölçüldüğü görüldü. Aktif kutuplamalı yükseltecin ölçümleri sonucunda da kazanç db, giriş dönüş kaybı 12.82, çıkış dönüş kaybı da 25.87dB olarak elde edildi. Üç katlı güç yükseltici detaylı çalışıldı. İki yükseltecin ölçüm sonuçları karşılaştırıldığında aktif kutuplamalı güç yükselticinin 2.4 GHz frekansında performans değerlerinin daha iyi olduğu görülmektedir. Sonuçlara göre kazanç 2dB arttığı, çıkış dönüş kaybının 8dB daha düşük olduğu görülmektedir. Her iki güç yükselteci içinde istenilen frekansta başlangıçta belirlenen hedeflere ulaşılmıştır. Gerçekleştirilen devrede kullanılan malzemelerin kılıf yapıları MW6 (CLY2), SOT 86 (AT41486), SOT223 (CLY5,BFG31), 0805 (diğer devre elemanları) dir. Güç yükselteçlerin boyutları karşılaştırıldığında aktif kutuplamalı yükseltecin boyutların çift beslemeliye göre biraz daha geniş olduğu görülmektedir. 85X29mm olan çift beslemeli yükseltecin boyutu, aktif kutuplamalı yükselteç için 87X38mm çıkmaktadır. Bu genişlemenin sebebi negatif gerilim yerine kullanılan aktif kutuplama katıdır. Bu katta iki tane SOT 223 kılıfında PNP transistörü kullanılmıştır. Ayrıca bu transistörlerin kutuplama devreleri için kullanılan dirençler, kondansatörler ve bobinlerde devrenin boyutunu arttırmaktadır. 108

123 Aktif kutuplamalı güç yükselteci çalışmasıyla transistörlerin sıcaklıkla değişen Q çalışma noktalarının sabit tutulması böyle elde edilecek güç kazancında aşırı değişimlerin önüne geçilmesi ve kararlı çalışma düzeni sağlanması amaçlanmıştır. Güç yükseltecine aktif kutuplama katının ilave edilmesi boyut, maliyet, güç tüketimi gibi parametrelerin artmasına sebep olmuştur. İleride yapılacak çalışmalarla bu parametrelerde iyileştirmeler sağlanabilir. Bu çalışma ileride yapılacak güç yükselteçleri tasarımına bir bakış açısı kazandıracaktır. A sınıfı olarak gerçekleştirilen bu yükseltecin farklı sınıflarda tasarımı yapılabilir ve sonuçlar karşılaştırılabilir. Üretilen aktif kutuplamalı yükseltecin, benzetim ve ölçüm sonuçlarının, b protokolü standartları ile uyumu incelendi. Çizelgeler 4.6 ve 4.7 yardımıyla yapılan karşılaştırmalar, tasarımı ve uygulaması yapılan bu modülün, ISM Bandı ile uyumlu alıcı verici sistemlerde kullanılabileceğini göstermektedir. Tüm uygulamalarda mikroşerit yapıların hassas ve kayıplı uygulamalar olduğu görülse de endüstriyel uygulamalar ile bu sorunlar minimuma indirgenebilir. Uygulama yaptığımız çalışma, ülkemizde, ISM bandı kablosuz haberleşme sistemleri için geliştirilmiş bir üründür ve özellikle yurtdışına bağımlı olan sektörde yeni bir anlayış ve pazar oluşmasına katkı sağlayacaktır. Bu çalışma 2.4 GHz ISM Bandı Kablosuz Haberleşme Sistemleri için Aktif Kutuplamalı Güç Yükseltici Tasarımı adıyla ISCSE (2 nd International Symposium on Computing in Science and Enginnering), Gediz Üniversitesi, Kuşadası/Türkiye, 2011 de poster sunum, SDÜ Teknik Bilimler Dergisi Cilt:1 Sayı:2, Süleyman Demirel Üniversitesi Üniversitesi, Isparta/Türkiye, 2011 de makale, Haberleşme Teknolojileri Çalıştayı ASELSAN, Ankara/Türkiye, 2011 de brifing olarak sunumu gerçekleştirilmiştir. 109

124 KAYNAKLAR Abrie L.D.P Design of RF and Microwave Amplifiers and Oscillators, 484p. Artech House BostonUSA Arısu M.Ö.,2011. İki katlı Düşük Gürültülü Yükselteç Tasarımı, Lisans Tezi,60p. Ardıç S.B., Yüksek Lisans Tezi, 2010, 2.4 Ghz Ism Bandı Kablosuz Haberleşme Sistemleri İçin Yükselteç Tipi Aktif Mikroşerit Anten Tasarımı, Sayısal Simülasyonu ve Gerçeklenmesi,114p. Chuang H., Lin S., Liu S. and Chiang C Design of RF Power Amplifier for ISM-Band Wireless Communication, Applied Microwave & Wireless, 10p, Cheung C.H. 2007, RF Power Amplifer - Class F Power Amplifier, Project Report 52p. The Chinese University of Hong Kong Balanis, C. A., Antenna Theory, Analysis and Design, John Wiley & Sons, Inc., 941p. New York. Pozar, D. M., Microwave Engineering, John Wiley & Sons, Inc., 716p. New York. Bowick, C., RF Circuit Design, 1e, Elsevier Inc., 179p. USA. Cripps S.C., 1999.RF Power Amplifier For Wireless Communications, Artech House Inc., 326p. USA Rohde U.L., Newkirk D.P RF/Microwave Circuit Design for Wireless Applications, John Wiley& Sons, Inc. 939p. NewYork Glover I.A., Pennock S.R.and Shepherd P.R Microwave Devices, Circuits and Subsystems for Communications Engineering, John Wiley& Sons, Inc. 551p. USA Sağır S., GHz Kablosuz Haberleşme Sistemleri için Power Amplifier ve Mikroşerit Anten Tasarımı,Sayısal Simülasyonu ve Gerçeklenmesi, Lisans Tezi 94p. Hazouard M. 2002, Conception et réalisation d'amplificateurs micro-ondes depuissance à l'aide de la méthode des fréquences réelles, Doktora Tezi, 233p. Bordeaux Sayre C.W., 2008, Complete Wireless Design, The Mc Graw Hill Cop.2e. 719p.USA 110

125 Hiçdurmaz B. 2006, Dağılmış Parametreli Kuvvetlendirici (Distributed Amplifier) Tasarımı ve Gerçeklenmesi, Yüksek Lisans Tezi, 74p. Kablosuz Ortam, 2008, İnternet Sitesi, 57p. Erişim: Jones, İnternet Sitesi, Multistage and Power Amplifier, 53p. Erişim tarihi: Sun Y.C. 2009, Effectiveness of Parallel Diode Linearizers on Bipolar Transistor and İts use in Dynamic Linearization, Doctor Thessis, 146p.Hong Kong university Bahl İ. 2009, Fundamentals of RF and Microwave Transistor Amplifier, 696p.Wiley USA Kesik E.P. 2010, UHF Güç Kuvvetlendiricisi Tasarımı ve Gerçeklenimi, Lisans Tezi 33p. İTÜ Gilmore R., Besser L. 2003, Practical RF Circuit Design for Modern Wireless Systems, 589p. Artech house Cop. USA Vendelin G., Pavio A.,Rohde U., Microwave Circuit Design Using Linear and Nonlinear Techniques, 1080p.Wiley USA Voulevi j., Rahkonen T., Distoriton in RF Power Amplifier, 270p. Artech house Boston USA Kalafat Y İnternet Sitesi. Erişim tarihi: Chuang H Active RF/Microwave Communication Circuits: Amplifier, 47p. Huang, C.,Chen, W., T., Chen, K., Y., High Efficiency Linear Power Amplifier for IEEE g WLAN Applications.IEEE Microwave and WirelessComponenet Letters, 16,9, Bensky A Short range Wireless Communication,383p. Newnes USA Carr J. J., RF Components and Circuits, 415p., Newnes, USA Rosu I., İnternet Sitesi. Erişim tarihi: Eskilenen P İntroduction to RF Equipment and System Design, 281p. Artech House USA Lenk J.D Optimizing Wireless/RF Circuits 215p. Mc GrawHill USA 111

126 Bahl İ., Bhartia P Microwave Solid-State Circuit Design, 920p. Wiley İnterscience USA Smith J Modern Communication Circuits, 584p. Artech House, Boston USA Rosu I İnternet Sitesi. Erişim tarihi: Gilmore R., Besser L., Practical RF Circuit Design for Modern Wireless Systems, Volume 2,Active Cirutis and Systems, 588p. Artech House,USA Dawson J.L.,Lee T.H., Feedback Lineerization of RF Power Amplifier, 153p. Kluwer Academic Publishers, Boston USA Mason R., İnternet Sitesi. Erişim tarihi: Özbilen A Kablosuz ağlar, Pusula yayınevi, 152p. İstanbul Türkiye AT 41486, İnternet Sitesi, Erişim Tarihi: CLY2, İnternet Sitesi, Erişim Tarihi: CLY5, İnternet Sitesi, Erişim Tarihi: BFG31, İnternet Sitesi, Erişim Tarihi: AWR, İnternet Sitesi. Erişim Tarihi:

127 EKLER 113

128 EK-1 114

129 EK-2 115

130 EK-3 116

131 EK-4 117

132 ÖZGEÇMİŞ Adı Soyadı : Emre DÖNE Doğum Yeri ve Yılı : Balıkesir, 1981 Medeni Hali : Evli Yabancı Dili : İngilizce Eğitim Durumu (Kurum ve Yıl) Lise : Balıkesir Lisesi, 1998 Lisans : Pamukkale Üniversitesi, Elektrik-Elektronik Mühendisliği, 2003 Çalıştığı Kurum / Kurumlar ve Yıl İpliksan A.Ş., Elektrik Bakım Şefi Yayınları 1- E. DÖNE, A. KAYA " 2.4GHz ISM Bandı Kablosuz Haberleşme Sistemleri için Aktif kutuplamalı Güç Yükseltici Tasarımı" ISCSE (2 nd International Symposium on Computing in Science and Enginnering), Gediz Üniversitesi, Kuşadası/Türkiye, E. DÖNE, A. KAYA " 2.4GHz ISM Bandı Kablosuz Haberleşme Sistemleri için Aktif kutuplamalı Güç Yükseltici Tasarımı" SDÜ Teknik Bilimler Dergisi Cilt:1 Sayı:2, Süleyman Demirel Üniversitesi Üniversitesi, Isparta/Türkiye, E. DÖNE, A. KAYA " 2.4GHz ISM Bandı Kablosuz Haberleşme Sistemleri için Aktif kutuplamalı Güç Yükseltici Tasarımı" Haberleşme Teknolojileri Çalıştayı ASELSAN, Ankara/Türkiye,