T.C. SÜLEYMAN DEMİREL ÜNİVERSİTESİ FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ ASENKRON MOTORLARDA FPGA İLE SENSÖRSÜZ GERÇEK ZAMANLI HIZ TESPİTİ

Transkript

1 T.C. SÜLEYMAN DEMİREL ÜNİVERSİTESİ FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ ASENKRON MOTORLARDA FPGA İLE SENSÖRSÜZ GERÇEK ZAMANLI HIZ TESPİTİ Serkan GÜLMEZ Danışman Yrd. Doç. Dr. Tuna GÖKSU YÜKSEK LİSANS TEZİ ELEKTRİK-ELEKTRONİK MÜHENDİSLİĞİ ANABİLİM DALI ISPARTA

2 2016 [Serkan GÜLMEZ]

3

4

5 İÇİNDEKİLER Sayfa İÇİNDEKİLER... i ÖZET... ii ABSTRACT... iii TEŞEKKÜR... iv ŞEKİLLER DİZİNİ... v SİMGELER VE KISALTMALAR DİZİNİ... vi 1. GİRİŞ KAYNAK ÖZETLERİ ASENKRON MOTORLARDA FPGA ile SENSÖRSÜZ GERÇEK ZAMANLI HIZ TESPİTİ Asenkron Motorlar Asenkron Motorların Yapısı ve Özellikleri Asenkron Motorların Çalışma Şekli Asenkron Motorun Matematiksel Modeli Clarke dönüşümü Park dönüşümü Asenkron motorun sabit (α-β) eksen takımındaki matematiksel modeli Asenkron Motorlarda Kontrol Skaler Kontrol Vektör Kontrol Alan yönlendirmeli kontrol (AYK) Doğrudan moment kontrolü (DMK) Rotor Oyuk Harmonikleri Sıfır Geçiş Anları Yöntemi SGA Sinyalinin Elde Edilmesi SGA Sinyalinin İşlenmesi FPGA LabVIEW LabVIEW RIO Evaluation Kit SGA Sinyalinden Hız Bilgisinin Elde Edilmesi ARAŞTIRMA BULGULARI TARTIŞMA VE SONUÇLAR KAYNAKLAR ÖZGEÇMİŞ i

6 ÖZET Yüksek Lisans Tezi ASENKRON MOTORLARDA FPGA İLE SENSÖRSÜZ GERÇEK ZAMANLI HIZ TESPİTİ Serkan GÜLMEZ Süleyman Demirel Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü Elektrik-Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı Danışman: Yrd. Doç. Dr. Tuna GÖKSU Değişken hızlarda çalıştırılan asenkron motorlarda hız kontrolünün verimli bir şekilde yapılması için rotorun dönüş hız bilgisine ihtiyaç vardır. Hız sensörü kullanarak hız ölçümü yapılabilir. Fakat sensör kullanılması hem uygulamada güçlüklere neden olmakta hem de maliyeti artırmaktadır. Bu nedenle ölçüm yapmak için hız sensörü kullanılması uygun görülmemektedir. Hız bilgisi inverter çıkışındaki gerilim ve akım değerlerinin ölçülmesi ile tespit edilebilir. Bu çalışmada hız bilgisinin tespit edilmesi için SGA (sıfır geçiş anları) metodundan yararlanılacaktır. Stator akımının sıfır geçiş anlarındaki değişimin frekans içeriği incelenecek, elde edilen veriler sayısal filtreden geçirilerek işlenecektir. Bu çalışma sonunda elde edilecek gerçek zamanlı hız bilgisi ile, motor hızındaki değişimler hızlı bir şekilde gözlemlenebilecek ve hız kontrolünün gerçek zamanlı yapılabilmesi için kullanıcıya kolaylık sağlanacaktır. Anahtar Kelimeler: Asenkron motor, FPGA, sensörsüz hız tespiti, sıfır geçiş anları, uyarlanabilir sayısal filtre. 2016, 49 sayfa ii

7 ABSTRACT M.Sc. Thesis SENSORLESS REAL-TIME SPEED DETECTION OF INDUCTION MACHINES BY FPGA Serkan GÜLMEZ Süleyman Demirel University Graduate School of Natural and Applied Sciences Department of Electrical and Electronic Engineering Supervisor: Asst. Prof. Dr. Tuna GÖKSU Rotational velocity data of rotor is required to efficiently assess the speed control of asynchronous motors run at varying speeds. Speed can be measured by using a speed sensor. This not only brings difficulties in applications but also increases the cost. Thus, it is not a viable solution to use a speed sensor for speed measurement. Speed data can be collected by using current and voltage levels from the output of the inverter. In this study, zero-crossings time method is used to detect speed data. Frequency content of zero-crossing time of stator current will be assessed, then obtained data will be processed through a digital filter. Rapid changes in the motor speed can be observed and end-user may easily be able to control the speed in real-time by using the real-time speed data acquired at the end of this study. Keywords: Adaptive digital filter, FPGA, induction machine, sensorless speed detection, zero crossing time. 2016, 49 pages iii

8 TEŞEKKÜR Bu araştırma için beni yönlendiren, karşılaştığım zorlukları bilgi ve tecrübesi ile aşmamda yardımcı olan değerli Danışman Hocam Yrd. Doç. Dr. Tuna GÖKSU ya teşekkürlerimi sunarım. Tezimin her aşamasında beni yalnız bırakmayan aileme sonsuz sevgi ve saygılarımı sunarım. Serkan GÜLMEZ ISPARTA, 2016 iv

9 ŞEKİLLER DİZİNİ Sayfa Şekil 3.1. Üç faz bobinin 6 oluklu statora yerleştirilişi... 8 Şekil 3.2. Asenkron motorun iç yapısı... 8 Şekil 3.3. Stator akımı uzay vektör izdüşümü Şekil 3.4. Sabit ve dönen eksen takımlarında stator ve rotor akımlarının uzay vektörleri Şekil 3.5. Stator akım uzay vektörü ve sabit (α-β) eksen takımındaki bileşeni Şekil 3.6. Rotor akımı uzay vektörü, (α-β) ve (d-q) eksen takımındaki bileşeni Şekil 3.7. Asenkron motorun sabit (α-β) eksen takımındaki eşdeğer devresi Şekil 3.8. Stator akımını sayısallaştıran karşılaştırıcı devre Şekil 3.9. SGA sinyalinin elde edilmesi Şekil FPGA yapısı Şekil LabVIEW RIO Evaluation Kit Şekil 4.1. Sayısallaştırma işlemi öncesi ve sonrası faz akımları Şekil 4.2. Mantıksal işlemlerden sonra elde edilen SGA sinyali Şekil 4.3. Multivibratör çıkışları ve SGA sinyalinin son hali Şekil 4.4. FFT alma işleminin blok şeması Şekil 4.5. FFT si alınan sinüs dalgası Şekil 4.6. Butterworth filtre çıkış sinyali v

10 SİMGELER VE KISALTMALAR DİZİNİ AC Alternatif akım CPLD Karmaşık Programlanabilir Lojik Elemanlar DC Doğru akım DSP Sayısal Sinyal İşlemcisi EEPROM Elektriksel Silinip Programlanabilir Salt Okunur Bellek EPROM Silinip Programlanabilir Salt Okunur Bellek FFT Hızlı Fourier Dönüşümü FPGA Alanda Programlanabilir Kapı Dizileri Hz Hertz kω Kiloohm ms Milisaniye LCD Sıvı Kristal Ekran LED Işık Yayan Diyot PAL Programlanabilir Dizi Mantığı PLA Programlanabilir Mantık Dizisi PROM Programlanabilir Salt Okunur Bellek SGA Sıfır Geçiş Anları VHDL VHSIC (Very High-Speed Integrated Circuit) Donanım Tanımlama Dili YSA Yapay Sinir Ağları C Santigrat derece μs Mikrosaniye vi

11 1. GİRİŞ Endüstriyel alanda en fazla kullanıma sahip olan asenkron motorlar, yarıiletken teknolojisinin gelişimiyle, değişken hızlarda çalışmaya tamamen uygun hale getirilmiştir. Asenkron motorlar genellikle açık çevrim frekans inverterleri ile sürülmektedirler. Açık çevrim sürülen asenkron motorlar, yükte meydana gelen değişikliklere karşılık verememekte ve hızın yüke göre değişmesi üretim kalitesinde çok büyük kayıplar meydana gelebilmektedir. Bu sorunları aşabilmek için vektör denetimli asenkron motorlar kapalı çevrim çalıştırılmışlardır. Kapalı çevrim çalıştırılma durumunda, asenkron motorun rotor hızı ölçülmek zorundadır. Motordaki sensörün montajı da birçok uygulamada engel teşkil etmektedir. Hızın ölçülmesi yerine kestirilmesi (tahmin edilmesi) hem fiyat hem de kullanım açısından çok büyük kolaylıklar sağlayacaktır. Hız sensörü kullanmadan inverter çıkışındaki gerilim ve akımların ölçülmesi ile hız kestirilebilir. Rotor hızının bilinmesi ile motor hızındaki değişikliklerin gözlenmesi, yük değişimi ve uygulanan gerilimdeki değişimlerden hızın nasıl etkilendiğinin görülmesi ve bu değişimlerin hıza olan etkisinin giderilmesi amacıyla kontrol sisteminin oluşturulması mümkün olabilmektedir. Rotorda meydana gelen kayma miktarının hesaplanması ve kaymanın önüne geçilmesi, motorda oluşan arızaların tespit edilmesi ve giderilmesi gibi uygulamalarda rotor hız bilgisinin elde edilmesi önemli rol oynamaktadır. Rotor hızının ölçülmesi için takometre ya da ardışıl sayıcı (incrementel encoder) gibi bir hız sensörüne ihtiyaç vardır. Motora sensör bağlanması birçok uygulamada fiziksel olarak engel teşkil etmektedir. Hız sensörlerinin doğrusal olmama, kararsızlık, düşük çözünürlük, kalibrasyon ve bakım gibi problemlere sahip olduğu bilinmektedir. Ayrıca hız sensörleri kullanılması maliyeti artıran bir faktör olmaktadır. Bu nedenlerden dolayı hız sensörü kullanılmadan hız ölçme ve hesaplama tekniklerinin kullanılması önerilmektedir(ferrah vd., 1992). Hızın ölçülmesi yerine hesaplanması ya da tahmin edilmesi hem fiyat 1

12 hem de kullanım açısından çok büyük kolaylıklar sağlayacaktır. Hız sensörü kullanmadan inverter çıkışındaki gerilim ve akımların ölçülmesi ile hız tespit edilebilir. Hız bilgisinin tespit edilmesi işlemi için değişken motor parametrelerinin kullanılması yerine motorun kendi fiziksel yapısından kaynaklanan harmoniklerin kullanılması mümkündür. Stator akım ve geriliminde meydana gelen rotor oyuk harmonik bileşenleri kullanılarak hız bilgisi elde edilebilir. Bu bileşenler motorun yapısal özelliklerinden kaynaklanır ve elektriksel parametrelerden bağımsızdır(roque vd., 2014). Bu nedenle rotor hızı ve kayma frekansı stator faz akım ve gerilimlerinde bulunan oyuk harmoniklerinden yararlanılarak tespit edilebilir(ishida ve Iwata, 1984). Bu tez çalışmasında bir asenkron motorun rotor hızının sensörsüz olarak belirlenmesi için stator akımlarının sıfır geçiş anlarından faydalanılmıştır. Üç fazlı asenkron motor için her üç fazın akımlarının sıfırdan geçiş anlarındaki değişimin tespit edilmesi ile rotorun hız bilgisinin hız sensörü kullanılmadan tespit edilmesi amaçlanmıştır. Stator akımı kullanılarak yapılan sayısal filtreleme ve FFT tabanlı hız ölçüm tekniği; motor parametrelerinin frekans değişimi, sıcaklık değişimi veya herhangi bir harici bozucu etki ile değişmesine karşı duyarsızdır. Geniş bir hız aralığında yeterli bir frekans çözünürlüğü sağlanarak oyuk harmoniklerine bağlı hız tespit edilebilir. Bu hız tespiti işlemi için sadece tek bir giriş, yani sayısallaştırılmış stator akımı gerekmektedir. Akım sensörleri ile ölçülen stator akımının sayısallaştırılması için sıfır geçiş kıyaslayıcı devreleri kullanılmıştır. Her bir faz akımının sıfırdan geçiş anları kullanılarak sayısal bir sinyal olan SGA sinyali üretilmiştir. Üretilen SGA sinyalinden hız bileşeninin ayırt edilmesi için FPGA ile FFT ve sayısal filtreleme işlemleri gerçekleştirilmiştir. 2

13 2. KAYNAK ÖZETLERİ Üç fazlı asenkron motorlarda sensörsüz hız tespiti için stator akımı sinyali analizi ve Sinüsoidal Sinyal Yaklaşımı algoritmasına dayanan yeni bir metod üzerine çalışılmıştır. Rotor hızı, akım sinyalindeki oyuk harmonik frekanslarının elde edilmesi ile tespit edilmiştir. Oyuk frekanslarının elde edilmesi işleminde kullanılan Sinüsodal Sinyal Yaklaşımı algoritması FFT ve spektral tahmin tekniklerine bir alternatif olmaktadır. Dört kutuplu bir asenkron motor hızının tespit edilmesi deneysel olarak gerçekleştirilmiş ve elde edilen sonuçlar sayısal optik encoder ile alınan sonuçlarla karşılaştırılmıştır(roque vd., 2014). Çevrimiçi olarak yapılan spektrum analizinin daha hızlı sonuç vermesi beklenmektedir. SGA metodu ile elde edilen verilerin spektrum analizinin çıkarılması konusunda yapılan çalışmalar sonunda hata miktarı yüksek hızlarda %0.09 ve düşük hızlarda %7.14 olarak elde edilmiştir. Burada SGA metodu kullanılarak elde edilen veriler 8051 mikrodenetleyici ile işlenmiştir. Dört farklı güç değerine sahip asenkron motor üzerinde yapılan deneyler sonucunda hat dışı sistem ortalama %3.61 lik bir hata ile çalıştırılmıştır(çetiner, 2003). Stator akımının sıfır geçiş noktaları arasındaki zaman değişimini kullanan FFT tabanlı bir hız tespiti tekniği kullanılarak hız bilgisi, akımın sıfır geçiş anlarındaki değişim sinyalinden basit bir algoritma ile elde edilebilir. SGA metodu karmaşık matematiksel elektriksel modeller gerektirmemesinin yanı sıra sıcaklık değişimlerinin düzeltilmesini gerektirmez. SGA metodu ile elde edilen veriler çevrimdışı olarak işlenebilir. SGA verileri seri bir iletişim yoluyla bilgisayara gönderilerek bir MATLAB paket programıyla yapılan FFT spektrum analizi sonucunda deneysel bir motor üzerinde %0.61 lik bir hata ile hız tahmini yapılabilmiştir(cesur, 1998). Yapılan bir çalışmada sincap kafesli asenkron motorların hız tespiti için iyileştirilmiş Prony yöntemi kullanılmıştır. Sincap kafesli asenkron motorların rotor oyuk harmoniklerinin frekanslarını takip etmeye dayanan bir algoritma geliştirilmiştir. Rotor oyuk harmoniklerinin diğer kaynaklardan gelebilecek 3

14 harmoniklerden etkilenmesini engellemek amacıyla yüksek değerli rotor oyuk harmonikleri kullanılmıştır. Simülasyonlar ve deneysel çalışmaların sonucunda geliştirilen algoritmanın çevrimiçi hız tespiti uygulamaları için uygun olduğu görülmüştür(sahraoui vd., 2015). Ishida ve Iwata (1984), üç fazlı sincap kafesli bir asenkron motorun rotor oyuk harmoniklerinden yararlanarak kayma frekansını tespit etmek üzerine çalışmışlardır. Üç faza ait gerilimlerin toplanmasıyla rotor oyuk harmonik gerilimi elde edilmiştir. Deneysel çalışmalar sonucunda gerçekleştirilen kayma frekansı dedektörünün yüksek doğrusallığa sahip olduğu belirlenmiştir. Bir diğer çalışmada Bodkhe vd. (2015), üç fazlı bir asenkron motor sürücüsü için bir açık çevrim hız tahmini yöntemi geliştirmişlerdir. Geliştirilen hız tahmin sistemi senkron hızı takip etmeye dayalı ve düşük maliyetli olmakla birlikte değişken motor parametrelerine ve gürültüye karşı bağışıklıdır. Stator akım sinyalleri çevrimiçi kullanılarak elde edilen stator frekansından senkron hız hesaplanmıştır. Basit ve az hesaplama gerektiren algoritma yardımı ile geniş bir hız aralığında tatmin edici bir kalıcı durum performansı elde edilmiştir. Farklı koşullarda yapılan simülasyonlar ile deneysel çalışmaların birbirine uyumlu sonuçlar verdikleri görülmüştür. Pillay ve Xu (1998), asenkron motorun hızını tespit etmek için LabVIEW ile motor akımını analiz etmişlerdir. Veri toplama, demodülasyon ve FFT spektrum analizi içeren hız tespit sistemi ile LabVIEW de elde edilen sonuçlar takometre ile yapılan ölçüm sonuçlarıyla karşılaştırılmıştır. Çalışma sonucunda elde edilen sonuçların gerçek sonuçlara yakın olduğu görülmüştür. Kim vd. (2001), yapay sinir ağları kullanarak asenkron motorda hız kestirimi üzerine çalışmışlardır. Kestirilen hız bilgisi, hız kontrol döngüsüne gönderilerek hız sensörü olmayan vektör sürücüsü gerçeklenmiştir. Tasarlanan hız kestirici ile kalıcı ve geçici durumlarda, değişken hızlı işlemlerde ve yük değişimi durumlarında iyi performans gösteren sonuçlar elde edilmiştir. 4

15 Sun vd. (2015), hız kestiriminin doğruluğunu artırmak amacıyla hız kestirim algoritmasına tahmini rotor akısı hatası ve bir hata katsayısı uygulamışlardır. Uygulanan hız kestirim algoritmasında iki farklı metod kullanılmıştır. Birinci metodda geribesleme kazancından yararlanarak hata katsayısı oluşturulmuştur. İkinci metodda ise hata katsayısından yararlanılarak geribesleme kazancı oluşturulmuştur. Çalışmanın sonunda ikinci metodun hız kestirimi için daha güçlü olduğu sonucuna varılmıştır. Bir diğer çalışmada genel amaçlı asenkron motorlar için hız sensörsüz bir vektör kontrol metodu önerilmiştir. Önerilen metod asenkron motorun d-q aksis dinamik modeline ve geniş bir hız aralığında hassas bir şekilde rotor ve stator akısını kestirebilen kapalı çevrim akı gözlemcisine dayanmaktadır. Bulanık kontrol teorisine dayanan bir hız kestirim metodu üzerinde durulmuştur. Bulanık kontrolcü ile PI kontrolcüden elde edilen hız tahminlerini gösteren simülasyon sonuçları karşılaştırılmıştır(jian vd., 2008). Lesan vd. (2012), yüksek maliyetli hız veya pozisyon sensörleri yerine hız kestiricileri ve gözlemcileri kullanarak sensörsüz vektör kontrolü uygulaması yapmışlardır. Hız ve pozisyon sensörlerinin kullanılmamasıyla donanım karmaşıklığı ve maliyetin düşürülmesi, gürültü bağışıklığının artırılması sağlanmıştır. Bu çalışmada farklı hız kestirim teknikleri ile asenkron motorda hız sensörü olmadan vektör kontrolü üzerine analitik çalışma simülasyon sonuçlarına yer verilmiştir. Yapılan bir başka çalışmada asenkron motorlar için yapay sinir ağları tabanlı bir sensörsüz uyarlanabilir hız filtresi önerilmiştir. Hız filtresinin özelliği yalnızca motorun akım ve gerilimlerinin kullanılmasıdır. Yapılan çalışma sonucunda yapay sinir ağları tabanlı filtrenin yükün hızlı değiştiği durumlarda bile iyi çalıştığı gözlenmiştir(bharadwaj vd., 1999). Asenkron motorların kalıcı ve geçici durum analizleri genellikle motor parametreleri kullanılarak matematiksel model ve uzay vektör teorisi ile yapılır. Bir YSA (Yapay Sinir Ağları) kullanılarak matematiksel model kullanılmadan 5

16 stator ve rotor akı bağıntıları, rotor hızı, tork gibi motor büyüklükleri tahmin edilebilir. YSA kullanılarak rotor hızı tahmini yapılan sistemde motorun akım ve gerilim bilgilerinin abc-dq0 dönüşümü yapılarak DC bileşenleri kullanılmış ve böylece kestirim sonuçlarının doğruluk oranının yüksek olması sağlanmıştır. 12 Hz-20 Hz frekansları ve 355 devir/dakika-613 devir/dakika devirleri arasında yüksüz ve yüklü olmak üzere yapılan kestirim deneyleri sonucunda asenkron motorun rotor hızının YSA ile yüksek doğrulukta kestirilebildiği görülmüştür(bayram, 2007). 6

17 3. ASENKRON MOTORLARDA FPGA ile SENSÖRSÜZ GERÇEK ZAMANLI HIZ TESPİTİ Bu çalışmada asenkron motorlarda hız tespit etme yöntemlerinden biri olan sıfır geçiş anları yöntemi ile hız sensörü kullanılmadan gerçek zamanlı olarak hız bilgisine ulaşmak amaçlanmıştır. Motorun kendi fiziksel özelliklerinden kaynaklanan harmoniklerin stator akımının sıfırdan geçiş anlarında meydana getirdiği değişiklikler izlenmiş, FPGA ile gerçekleştirilen sayısal devreler yardımıyla gerçek zamanlı hız bilgisine ulaşılmıştır Asenkron Motorlar İndüksiyon motoru olarak da bilinen asenkron motorlar, stator sargılarına uygulanan elektrik enerjisini mekanik enerjiye dönüştüren elektrik makineleridir. Asenkron motorlar diğer elektrik makinelerine göre daha ucuz olmaları, daha az bakıma ihtiyaç duymaları ve çalışmaları sırasında elektrik arkı meydana gelmemesi, yük altında devir sayılarının çok değişmemesi gibi özellikleri nedeniyle endüstride en fazla kullanılan elektrik makineleridir. Asenkron motorların çalıştırılabilmek için DC bir kaynağa gereksinimleri yoktur. Tek bir AC kaynak ile çalıştırılabilirler, bu nedenle tek uyartımlı motorlar sınıfına dâhil olurlar. Yarıiletken teknolojisinin gelişmesiyle birlikte değişken hızlarda çalışması uygun hale gelen asenkron motorlar, geniş bir kullanım alanına sahiptir. Senkron motorların aksine asenkron motorlar değişken hızlarda çalışabilmektedir Asenkron Motorların Yapısı ve Özellikleri Asenkron motorlar genel olarak stator ve rotor olmak üzere iki kısımdan oluşur. Sabit olan kısım stator, hareketli (dönen) kısım ise rotor olarak adlandırılır. Statorun iç kısmında emaye izoleli bakır telden yapılan sargılar bulunur. Bu sargılar birbirine 120 faz farkı olacak şekilde yerleştirilmiştir. Şekil 3.1 de üç faz bobinin 6 oluklu statora yerleştirilişi görülmektedir. 7

18 Şekil 3.1. Üç faz bobinin 6 oluklu statora yerleştirilişi Stator sargıları, AC gerilim uygulandığında manyetik alan doğurarak rotorun dönmesini sağlar. Rotor, ince çelik sacların üst üste paketlenmesiyle oluşturulmuştur. Rotorun gövdesi üzerine açılan oyuklara alüminyum çubuklar ya da sargılar yerleştirilmiştir. Böylece stator manyetik alanının etkisiyle ikinci bir manyetik alan oluşturabilmektedir. Şekil 3.2 de asenkron motorun iç yapısı gösterilmektedir. Şekil 3.2. Asenkron motorun iç yapısı 8

19 Bir asenkron motor, sincap kafesli rotor (kısa devreli rotor) ve bilezikli rotor (sargılı rotor) olmak üzere iki çeşit rotor yapısına sahip olabilmektedir. Rotorunun biçimine göre bilezikli ve sincap kafesli asenkron motor olarak isimlendirilirler. Rotoru sincap kafesli asenkron motor ile bilezikli asenkron motorun statoru aynı şekilde yapılmıştır. Asenkron motorun statoru; gövde, stator sac paketleri ve stator sargılarından oluşur. Rotoru bilezikli asenkron motorlarda rotor, statorun içinde yataklanmıştır. Rotor milinin üzerinde rotor sac paketi ve döner bilezikler bulunur. Rotor sac paketi üzerine açılmış oluklara rotor sargıları döşenmiştir. Rotorlarda üç faz sargısı bulunmaktadır. Bu sargılar genellikle yıldız, nadir olarak üçgen bağlanırlar. Bazı durumlarda rotorlarda, çift faz sargısı da bulunabilmektedir. Bu tür sargılar motor içinde V-devresi şeklinde bağlanırlar. Sargı uçları rotor üzerinde bulunan döner bileziklere bağlanır. Döner bileziklerle, akım devresi arasındaki bağlantı kömür fırçalar yardımıyla sağlanır. Sincap kafesli asenkron motorlarda rotor sac paketi oluklarında sargılar yerine alüminyum ya da bakırdan yuvarlak ve kanatçık şeklinde çubuklar bulunur. Bu çubuklar her iki ucundan kısa devre bilezikleriyle elektriksel olarak kısa devre edilmiştir. Asenkron motorun birçok özel yapım türü vardır fakat bu yapım türleri arasında çalışma ilkesi bakımından fark yoktur. Sanayide ve diğer birçok alanda büyük çoğunlukla kullanılan kafesli tip yapımı en kolay, en dayanıklı, işletme güvenliği en yüksek, bakım gereksinimi en az ve en yaygın olan elektrik motorudur. Normal kafesli asenkron motorun sakıncası kalkış momentinin nispeten küçük, kalkış akımının büyük olmasıdır. Bu sakıncayı gideren akım yığılmalı asenkron motorlarda kafes yüksek çubuklu, çift çubuklu gibi özel biçimlerde yapılır. Çok küçük ve küçük güçlerde yapılan tek fazlı asenkron motorlar da genellikle kafes rotorludur. Bilezikli asenkron motorun yararı, ek dirençler yardımı ile kalkış akımının istendiği kadar azaltılabilmesi, kalkış ve frenleme momentinin arttırılabilmesidir. Şebekelerin çok güçlenmesi ile kalkış akımını sınırlamanın önemi azalmıştır, fakat yüksek kalkış momenti ve uzun kalkış süresi bazı tahriklerde bilezikli asenkron motorun uygulanmasını gerektirebilir. 9

20 Asenkron Motorların Çalışma Şekli Üç fazlı bir asenkron motora şebeke gerilimi uygulandığında, statordaki sargılardan geçen alternatif akımlar, üç fazlı manyetik döner alanları meydana getirirler. Rotor sargıları kısa devre edilmiş ise, bu sargılar üzerinden geçen akımlar rotor döner alanını oluşturur. Stator sabit olduğu halde, manyetik döner alanlar ortada bulunan kısa devreli rotorun çubuklarını kestiğinden, rotorun çubuklarından indüksiyon akımlarının geçmesine neden olurlar. Bu indüksiyon akımları rotorun kutup alanlarını meydana getirirler. Döner stator kutup alanları rotorun kutuplarını etkileyerek (benzer kutuplar birbirini iter, zıt kutuplar birbirini çeker prensibinden hareket ile) N kutbunun altındaki rotor çubukları bir yöne, S kutbunun altındaki rotor çubukları diğer yöne doğru iterler. Bu itme kuvvetlerinin meydana getirdiği döndürme momenti rotorun döner alan yönünde dönmesini sağlar. Rotorun devir sayısı arttıkça, döner alanın rotor çubuklarını kesmesi azalacağından, rotor çubuklarında indüklenen elektromotor kuvvetleri (emk) ve kısa devre çubuklarından geçen indüksiyon akımları azalır. Dolayısıyla, rotoru döndüren moment azalır. Böylece rotorun devir sayısında artış olmaz. Motor boşta çalışırken rotorun devir sayısı senkron devir sayısına (döner alanın devrine) yaklaşır ama hiçbir zaman eşit olamaz. Çünkü bu iki devir sayısı eşit olursa, stator döner alanı rotor çubuklarını kesmez. Bu da rotorda döndürme momentini oluşturan indüksiyon akımının geçmemesine neden olur. Böylece rotorun kutup alanları oluşmaz ve rotor dönmez. Bu yüzden motorun momentini belirlemede etkili olan kayma kavramı ortaya çıkmıştır. Döner alanın devir sayısı ile rotor devir sayısı arasındaki farka Rotorun Kayması denilmektedir. Diğer bir ifade ile, rotor devrinin senkron devirden geri kalmasına Kayma denilmektedir. Kayma matematiksel olarak şu şekilde ifade edilmektedir: %s = n s n r n s 100 (3.1) n r = (1 s) n s (3.2) 10

21 Burada s kaymayı, n s senkron hızı (d/d), n r rotor hızını (d/d) temsil etmektedir. Denklem 3.1 de görüldüğü gibi rotorun devir sayısı hiçbir zaman döner alanın devir sayısına yani senkron devire eşit olmaz. Bu da rotorun senkron devirden daha az bir devirle döndüğünü ve kaymanın sıfır olamayacağını göstermektedir. Rotor hızı senkron hıza yaklaştığında kayma azalacak ve buna bağlı olarak da rotor iletkenlerinde döndürme momentini üreten indüksiyon akımı azalacaktır. Böylece rotorun dönmesi yavaşlamaya başlayacaktır. Rotor yavaşlamaya başlayınca iletkenlerinde indüklenen gerilim artarak motorun tekrar hızlanması sağlanacaktır(demirtaş, 2002). Rotordan beslemeli motorlarda, içte bulunan rotor, döner bilezikler üzerinden akım şebekesine bağlanır. Bu motorlarda stator sargıları kısa devre edilmiştir. Doğrudan doğruya akım şebekesinden beslenen rotor üzerinde bir döner alan oluşur. Bu döner alan stator sargıları üzerinde indüksiyon nedeni ile bir akım ve bunun sonucunda stator döner alanını ortaya çıkarır. Ancak bu durumda rotor kendi döner alanının ters yönünde (Lenz kuralı) döner Asenkron Motorun Matematiksel Modeli Bir sistemin matematiksel modeli, sistemin fiziksel davranışının benzetimini yapmak veya bir algoritmaya dayanarak gerçek zamanda denetimi gerçekleştirmek için gereklidir. Matematiksel modeller, sistemin gerçek fiziksel davranışına oldukça uyumlu olmalı ve o davranışı iyi bir şekilde yansıtmalıdır. Model basit olmalı ve en az varsayıma dayanarak oluşturulmalıdır. Modelin karmaşıklığı, kontrol işlemlerinin süresini uzatacak ve böylece sistem performansını düşürecektir. Modellerde kullanılan makinenin fiziksel büyüklüklerinin, skaler değil de vektörel olarak göz önüne alınabilmesi sistem modelinin doğruluğunu artırmaktadır. Böylece, makinelerin geçici durum davranışından oluşacak hata önemli derecede azalır(özmen, 2006). Modellemenin en önemli aşamalarından biri de modellenecek sistemin giriş ve çıkış büyüklüklerinin belirlenmesidir. Zira bu aşamadan sonra modelleme, diferansiyel denklemlerin oluşturulmasıyla son bulur. Bu durumda giriş ve çıkış 11

22 arasındaki denklemlerin fiziksel sistemi mümkün olduğunca iyi modellemesi, buna karşın mümkün olduğunca da basit olması gerekmektedir. Bu bilgilere dayanarak sincap kafesli asenkron makine modeli oluşturulurken bazı modelleme varsayımlarının çalışma amacına yönelik olarak birkaçı veya tamamı uygulanabilir. Bunlar; motorda hava aralığının düzgün olduğu, demir geçirgenliğinin sonsuz olduğu, hava aralığındaki akı yoğunluğunun yüzeye dik geldiği, oluk etkisi ve demir kayıpları ile uç etkilerinin olmadığı, dirençler ve indüktansların sıcaklıktan bağımsız oldukları kabul edilmiştir. Makinenin davranışını geçici ve kararlı rejimde temsil eden matematiksel model, hesaplama kolaylığı açısından uzay vektörleri kullanılarak tanımlanır. Makineyi besleyen güç kaynağı dengeli üç fazlı gerilim üretiyorsa model, stator faz akımları (i sa (t), i sb (t) ve i sc (t)) manyetomotor kuvvetini (mmk) oluşturur. f s (θ, t) = N s [i sa (t)cosθ + i sb (t) cos(θ 2π 3) + i sc (t) cos(θ + 2π 3)] (3.3) Burada, N s stator sarım sayısını, θ A fazının manyetik ekseni referans alındığında stator çevresinin açısını temsil etmektedir. Statorun A fazının manyetik ekseni sabit eksen takımında α eksenidir. Stator akımı uzay vektörü i s(t) denklem 3.4 teki gibi tanımlanır. i s(t) = 2 [i 3 sa(t) + i sb (t)e j2π 3 + i sc (t)e j4π 3 ] = i s(t) e jα s (3.4) Burada α s açısı, stator akımı uzay vektörü ile α ekseni arasındaki açıdır. Frekansı ve genliği i s olan üç fazlı sinüsoidal stator akımlarının uzay vektörü i s(t) = i s e j t olur. Yani, stator akımı uzay vektörü, sinüsoidal sürekli halde genliği i s olan ve açısal hızıyla dönen bir vektördür. Şekil 3.3 te stator akımı uzay vektörünün elde edilişine ait vektör diyagramı gösterilmiştir. 12

23 Şekil 3.3. Stator akımı uzay vektör izdüşümü Stator akımlarının uzay vektörü aşağıdaki gibi, statorun α ve β eksenlerindeki akım bileşenlerinin toplamı olarak ifade edilir. i s(t) = i sα (t) + ji sβ (t) (3.5) Burada i sα ve i sβ akımları gerçek akımlar olmayıp sadece teorik olarak mevcuttur. Bu iki fazlı akımların ani değerleri, makinenin gerçek üç fazlı akımlarının ani değerleri cinsinden Clarke dönüşümü yardımı ile elde edilir. Rotor akımlarının rotorda oluşturduğu mmk aşağıdaki gibi hesaplanır. f r (θ, t) = N r [i ra (t) cos(θ θ r ) + i rb (t) cos(θ θ r 2π 3) + i rc (t) cos(θ θ r + 2π 3)] (3.6) 13

24 Burada N r rotor sarım sayısını, θ r stator ve rotor eksen takımları arasındaki açıyı temsil etmektedir. Rotor eksen takımında rotor akımlarının uzay vektörü, i r = i rd + ji rq (3.7) olarak verilir. Rotor akımı uzay vektörü rotordaki mmk nın ani değerini ve açısını belirler. Rotor eksen takımında ifade edilen rotordaki mmk veya rotor akımı, statorun sabit eksen takımına göre, r = dθ r dt (3.8) açısal hızıyla döner. Rotor akımı, rotor eksen takımında aşağıdaki gibi ifade edilir. i r = i r e jα r = i rd + ji rq (3.9) Burada α r açısı, rotor akımı uzay vektörü ile d ekseni arasındaki açıdır. Statorun sabit eksen takımında ifade edilen rotor akımı uzay vektörü ise, i r = i r e j(α r+θ r ) (3.10) olur. Şekil 3.4 te sabit ve r hızıyla dönen eksen takımlarında stator ve rotor akımlarının uzay vektörleri görülmektedir. 14

25 Şekil 3.4. Sabit ve dönen eksen takımlarında stator ve rotor akımlarının uzay vektörleri Stator ve rotorda oluşan mmk değişimlerinin toplamı, f(θ, θ r, t) = f s (θ, t) + f r (θ, θ r, t) (3.11) N r f(θ, θ r, t) = 3 N 2 s [Re(i se jθ ) + 3 Re 2 N (i r e jθ )] = 3 N s 2 sre[(i s + N r i r )e jθ ] (3.12) N s olarak elde edilir. Bu eşitlikler kullanılarak, stator akımı uzay vektörü ile rotor akımı uzay vektörünün stator eksen takımındaki toplamı, denklem 3.13 ile verilmiştir. i m = i s + N r N s i r (3.13) Stator ve rotor akımlarını, statorda sabit duran, α-β eksen takımındaki bileşenlerine dönüştürmek için Clarke dönüşümü kullanılır. Dönen d-q eksen takımına dönüştürmek için ise Park dönüşümü kullanılır. Bu dönüşümlerin tersi de mümkündür. 15

26 Clarke dönüşümü Sabit düzlemde bulunan üç fazlı büyükleri, yine sabit düzlemde, birbirine dik iki faza indirgemek için Clarke dönüşümü kullanılır. Bu iki faz α-β olarak adlandırılır. Şekil 3.5 te üç faz A, B ve C olarak tanımlanmış ve dönüşüm için A fazı ile α fazı çakıştırılmıştır. Bu dönüşüm ile üç fazlı olan akım, gerilim ve akı gibi büyüklükler iki faza indirgenebilir. Şekil 3.5. Stator akım uzay vektörü ve sabit (α-β) eksen takımındaki bileşeni Stator akımlarının, sabit eksen takımındaki bileşenleri aşağıdaki gibi elde edilir. i sα = 2 3 [i sa i sb cos60 i sc cos60 ] = 2 3 [i sa 1 2 i sb 1 2 i sc] (3.14) i sβ = 2 [0 + i 3 sbsin60 i sc sin60 ] = 2 3 [0 + i 3 2 sb 3 i 2 sc] (3.15) Stator akımı uzay vektörü genliği, denklem 3.16 ile verilmiştir. Stator akım vektörünün α ekseni ile yaptığı açı ise denklem 3.17 ile gösterilmiştir. 16

27 i s = i 2 2 sα + i sβ (3.16) α s = tan 1 ( i sβ i sα ) = s t (3.17) Clarke dönüşümünün matris olarak gösterimi, ABC αβ [ α β ] = 2 3 [ A ] [ B] (3.18) C olarak verilir. Aynı şekilde, yine sabit düzlemde bulunan ve aralarında 90 fark bulunan iki fazlı büyüklükler de, sabit düzlemdeki üç fazlı büyüklüklere dönüştürülebilir. Bu kez dönüşüm ters Clarke dönüşümü olarak adlandırılır ve kısaca aşağıdaki gibi hesaplanır. 1 0 A 1 3 αβ ABC [ B] = 2 2 [ α β ] (3.19) C [ ] Motor modelinde kullanılacak olan geriliminin ve stator akımının sabit eksen takımındaki bileşenleri aşağıdaki gibi hesaplanır; V sα = 2 3 [V sa 1 2 V sb 1 2 V sc] (3.20) V sβ = 1 3 [V sb V sc ] (3.21) i sα = 2 3 [i sa 1 2 i sb 1 2 i sc] (3.22) i sβ = 1 3 [i sb i sc ] (3.23) 17

28 Park dönüşümü Dönen (d-q) düzlemden sabit (α-β) düzleme veya sabit düzlemden dönen düzleme geçiş yapmak için kullanılan dönüşüme Park dönüşümü denilmektedir. Park dönüşümü temel olarak, Şekil 3.6 da gösterildiği gibi iki fazlı sabit düzlemden θ r hızıyla dönen iki fazlı hareketli düzleme dönüşümü sağlar. Şekil 3.6. Rotor akımı uzay vektörü, (α-β) ve (d-q) eksen takımındaki bileşeni Bu düzlemde fazlar d ve q olarak adlandırılmaktadır ve Park dönüşümünün matris olarak gösterimi aşağıdaki gibidir. αβ dq [ i rd i ] = [ cos θ r rq sin θ r sin θ r ] [ i rα cos θ r i ] (3.24) rβ Park dönüşümünün de tersi mümkündür ve bu da θ r hızıyla dönen iki fazlı hareketli düzlemden iki fazlı sabit düzleme geçiş anlamına gelmektedir. Ters Park dönüşümü için aşağıdaki bağıntı kullanılmaktadır. dq αβ [ i rα i ] = [ cos θ r rβ sin θ r sin θ r ] [ i rd cos θ r i ] (3.25) rq 18

29 Motor modelinde kullanılacak olan rotor akımı vektörünün, dönen (d-q) rotor eksen takımındaki bileşenleri aşağıdaki gibidir. i rd = 2 3 [i ra 1 2 i rb 1 2 i rc] (3.26) i rq = 1 3 [i rb i rc ] (3.27) Rotor akım vektörünün sabit (α-β) eksen takımındaki bileşenleri ise ters Park dönüşümü kullanılarak aşağıdaki gibi hesaplanmıştır. i rα = cos θ r i rd sin θ r i rq (3.28) i rβ = sin θ r i rd + cos θ r i rq (3.29) Asenkron motorun sabit (α-β) eksen takımındaki matematiksel modeli Stator ve rotor akım vektörlerinin, sabit (α-β) eksen takımındaki bileşenleri Clarke dönüşümü ile elde edildikten sonra, statorda oluşan akı, Ψ s = L s i s + L m i r = L s i s + L m i re jθ r (3.30) şeklinde tanımlanır. Burada, L m mıknatıslanma indüktansıdır, L s ise stator sargısı indüktansı olup denklem 3.31 ile verilmiştir. Stator akısı uzay vektörünün ilk terimi stator akımlarının oluşturduğu akıyı gösterir. İkinci terim ise stator eksen takımında ifade edilen rotor akımlarının statorda oluşturduğu akıdır. Lineer olmayan manyetik koşullar için L s ve L m sabit olmayıp makine akımlarına bağlıdır. L s = L sσ + L m (3.31) Burada, L sσ stator kaçak indüktans bileşenini temsil etmektedir. 19

30 Stator akısı vektörü aynı zamanda, Ψ s = Ψ sα (t) + jψ sβ (t) (3.32) Ψ sα = L s i sα + L m i rα (3.33) Ψ sβ = L s i sβ + L m i rβ (3.34) şeklinde ifade edilebilir. Ψ r = Ψ rα (t) + jψ rβ (t) (3.35) Ψ rα = L r i rα + L m i sα (3.36) Ψ rβ = L r i rβ + L m i sβ (3.37) olarak verilebilir. L r = L rσ + L m (3.38) Burada, L rσ rotorun kaçak indüktans bileşenini temsil etmektedir. Şekil 3.7 de sincap kafesli asenkron motorun sabit (α-β) eksen takımındaki eşdeğer devresi verilmiştir. 20

31 Şekil 3.7. Asenkron motorun sabit (α-β) eksen takımındaki eşdeğer devresi Stator akım ve akıları ile rotor akım ve akıları elde edildikten sonra sabit eksen takımındaki stator ve rotor gerilim eşitlikleri aşağıdaki gibi verilebilir(bakan, 2002). V sα = R s i sα + dψ sα dt (3.39) V sβ = R s i sβ + dψ sβ dt (3.40) V rα = R r i rα + dψ rα dt + r Ψ rβ (3.41) V rβ = R r i rβ + dψ rβ dt r Ψ rα (3.42) 21

32 Burada R s ve R r sırasıyla stator ve rotor dirençlerini temsil etmektedir. Yukarıdaki eşitlikler kullanılarak asenkron motorun matris şeklindeki modeli, [ V s V r ] = [R s 0 ] [ i s 0 R r i r ] + d [ L s dt L m L m ] [ i s L s i r ] j r [ 0 0 ] [ i s L s i r ] (3.43) L m [ V sα V sβ V rα V rβ] = [ R s + d dt L s 0 d 0 R s + d dt L s 0 d dt L m 0 d dt L m L dt m r L m R r + d L dt r r L r d r L m L dt m r L r R r + d [ L dt r] i sα i sβ i rα i rβ] (3.44) olarak bulunur. Burada L s ve L r sırasıyla stator ve rotor indüktansları, L m ise kaçak indüktanstır. Matrisin fiziksel yorumu olarak, rotorun α ekseninde oluşan gerilimin, transformatör etkisi ile indüklenen d (L dt mi sα + L r i rα ) gerilimi ve rotorun dönmesi ile oluşan r (L m i sβ + L r i rβ ) geriliminin toplamı olduğu düşünülebilir. Stator akım-rotor akı cinsinden motorun momenti; T e = 3 2 P L m L r (i sβ Ψ rα i sα Ψ rβ ) (3.45) Stator ve rotor akı bileşenleri cinsinden motorun momenti; T e = 3 2 P L m σl s L r (Ψ sβ Ψ rα Ψ sα Ψ rβ ) (3.46) Stator ve rotor akım bileşenleri cinsinden motorun momenti; T e = 3 2 PL m(i sα i rβ i sβ i rα ) (3.47) olarak bulunur. Burada, P kutup çifti sayısıdır. σ kaçak faktörüdür ve aşağıdaki gibi ifade edilir. σ = 1 L m 2 L s L r (3.48) 22

33 Geçici rejimdeki hareket denklemi, d r dt = P J T e B J r + 1 J T L (3.49) olarak verilir. Burada, T L yük momenti, J atalet momenti, B sürtünme katsayısını temsil etmektedir. Asenkron motorun matematiksel modeli, 3.39, 3.40, 3.41 ve 3.42 eşitliklerinin kullanımı ile durum denklemleri formunda yazılabilir. d dt [ i sα i sβ Ψ rα Ψ rβ] = [ [ 1 T s + (1 σ) T r ] 0 [ L m L s L r T r ] 0 [ 1 L m + (1 σ) ] T s T r [L m r ] [ L s L r [ L m r L s L r ] L m ] L s L r T r 0 1 T r T r r [ L 0 m T r 1 r T r ] i sα i sβ Ψ rα Ψ rβ] + [ 1 L s L s [ V sα V ] sβ ] (3.50) Burada L m ve L r sırasıyla mıknatıslanma ve rotor indüktanslarını, V sα ve V sβ stator gerilimlerinin uzay vektör bileşenlerini, L s stator geçici indüktansını belirtmektedir. L s ise stator indüktansıdır. T s = L s R s ve T r = L r R r ise sırası ile stator ve rotor geçici zaman sabitlerini göstermektedir. L r ise rotor geçici indüktansıdır. Eşitlik 3.50, durum vektörleri cinsinden gösterilirse; dx dt = Ax + Bu (3.51) elde edilir. Burada x = [i s Ψ r ] olup durum vektörüdür. Durum vektöründeki i s = [i sα i sβ ] T stator akımı sütun vektörü, Ψ r = [Ψ rα Ψ rβ ] T rotor akısı sütun vektörüdür. u = V s = [V sα V sβ ] T olup stator geriliminin α ve β eksenleri bileşenlerinin oluşturduğu giriş sütun vektörüdür(dere, 2012). 23

34 3.2. Asenkron Motorlarda Kontrol Asenkron motorlar, DC motorlara kıyasla basit yapıları, ucuz olmaları, az bakım gerektirmeleri ve yüksek verimleri nedeniyle günümüz endüstrisinde yaygın olarak kullanılmaktadır. En büyük avantajlarından biri de kollektör ve fırça düzeneğinin olmamasıdır. Asenkron motorların hız denetimlerinde, sürekli durum modelinden çıkarılan skaler denetim yöntemi ve motorun dinamik modelinden elde edilen vektörel denetim yöntemleri kullanılır(özçalık vd., 2013). Skaler hız denetim yönteminde, motorun sürekli durum modeli kullanılır ve gerilim/frekans oranı (V/f) sabit tutularak hız denetimi yapılır. Skaler denetimin en büyük sakıncası, 3-5 Hz lik düşük frekanslarda stator direncinde düşen gerilimin faz gerilimine olan bağıl etkisinin artması sonucu, anma momentinin azalmasıdır(stefanovic, 1995). Asenkron motorların hız denetiminde yüksek performans elde etmenin temeli vektör kontrol tekniklerine dayanmaktadır. Vektör kontrolü, serbest uyartımlı doğru akım makinelerinde sağlanan dinamik performansı asenkron motor kontrolünde de mümkün hale getirmiştir. Vektör kontrol yöntemi ile motorun akı ve moment değişkenleri birbirinden bağımsız olarak kontrol edilebilmektedir(ertürk, 2006). Asenkron motorların hız denetiminde, sistemin doğrusal olmayan yapısı, değişen çevre koşulları ve bozucu girişlerin etkisi nedeniyle geleneksel geri beslemeli denetleyiciler ile iyi bir performans elde edilememektedir. Matematiksel modeli iyi tanımlanamamış, doğrusal olmayan sistemlerin kontrolünde klasik denetleyicilerin performansı düşüktür. Asenkron motor sürücülerinin performansının artırılmasında yapay zekâ tabanlı, kayan kip modu ve bulanık mantık esaslı yöntemlerin kullanılmasının yararları son yıllardaki araştırmalarla açık bir şekilde ortaya konulmuştur(kılıç vd., 2015). Asenkron motor sürücülerinde hız kontrol teknikleri genel olarak sabit frekanslı sürücüler ve değişken frekanslı sürücüler olarak sınıflandırılabilir. Sabit frekanslı asenkron motor sürücülerin devir sayısı miline bağlanan yük ve benzeri etkenlerden dolayı değişebilmektedir. Bazı uygulamalarda bu değişimler ciddi sorunlar oluşturur(çakır vd., 2009). Değişken frekanslı sürücüler sabit frekanslı sürücülere kıyasla iyi bir dinamik performans 24

35 sunmaktadır. Bu sürücüler genellikle vektör ve skaler kontrol olarak ikiye ayrılabilir Skaler Kontrol Skaler kontrol metodu, stator frekansını sadece gerilim ve akımı kontrol sinyali uygulayarak sürer. Yani stator gerilimi, stator frekansı ile orantılı olarak değiştirilerek kontrol sağlanır. Burada tork ve akının sabit kaldığı esastır. Bu yöntemin avantajı tekniğin basitliğinden ve hesaplama kolaylığından kaynaklanır(zidani vd., 2002). Temel kontrol amacı, dışarıdan gelebilecek herhangi bir bozulmaya karşı koyarak makineyi istenilen hızda tutmaktır. Gerilim kaynaklı bir PWM inverter ile hem gerilim hem de frekans sabit bir oranda tutularak makinenin akısı aynı değerde tutulur(garcia vd., 1998). Bu yöntemlere düşük performanslı yöntemler de denilmektedir. Bu yöntemler oldukça ucuz ve kolay gerçekleştirilebilmesine rağmen bu yöntemlerin kullanılması ile elde edilen değişken hızlı tahrik sistemlerinin performansı, doğru akım motorlu sürücülerden elde edilen performansı yakalayamamaktadır. Skaler kontrol yöntemlerinin temeli, motora uygulanan gerilim ve frekansın, gerilim/frekans (V/f) oranı sabit kalacak şekilde uygulanmasıdır. Asenkron motorda V/f oranının sabit tutulması, hava aralığı akısının sabit tutulması anlamına gelir. Stator akımı hem moment hem de akı ile ilişkili olduğundan bu yöntemde bağımsız olarak moment kontrolü yapmak mümkün değildir. Ayrıca momenti değiştirmek gerektiğinde akı değeri de değişeceğinden moment cevap süresi, akının değişim hızına bağlı olarak yavaş olacaktır. Skaler kontrol yöntemlerinin uygulanmasında, frekans referansının basamak şeklinde uygulanması gerektiğinden gerçek kayma değeri aşılması sonucunda kararsızlık oluşmaktadır. Ayrıca parametre değişimleri kontrolün sonuçlarını olumsuz etkilemektedir. Bu yöntemin geliştirilmesi için kayma kontrolü kullanılmaktadır. Skaler kontrol yöntemleri düşük hızların dışında, hızın yavaş değiştiği uygulamalar için elverişlidir. Fakat hassas hız ve moment ayarının gerektiği uygulamalarda kullanılması mümkün değildir(kolbaş vd., 2011). 25

36 Vektör Kontrol Vektör kontrolü, asenkron motorların yüksek performans sürücüleri için yaygın olarak kullanılmaktadır. Asenkron motorun kontrolünde kontrol edilecek büyüklük olarak akımın genliği, fazı ve frekansı düşünüldüğünde tanımlanan kontrol büyüklüğü akım vektörü olmaktadır. Bu kontrol literatürde vektör kontrol olarak isimlendirilmektedir ve uzay vektör teorisinin gelişmesi ile ortaya çıkmıştır. Bu teori ile akım vektörü ele alındığında moment ve akı olarak iki ayrı bileşene ayrılabilmektedir(kolbaş vd., 2011). Asenkron motorlarda moment ve akı birbirine bağımlıdır. Asenkron motorlarda vektör kontrolün amacı, DC motorlar gibi moment ve akı arasındaki kenetlenme etkisini ortadan kaldırarak moment ve akının birbirinden bağımsız olarak denetlenebilir hale getirmektir(jung ve Nam, 1999; Lin vd., 2000; Suwankawin ve Sangwongwanich, 2002). Güç elektroniği devreleri ile kontrol edildiği zaman elektrik motorlarının döndürme momenti, hızı ve ivmelenmesi iyileştirilebilir ve verimliliği artırılabilir. Vektör kontrolü, Doğrudan Moment Kontrolü (DMK) ve Alan Yönlendirmeli Kontrol (AYK) olmak üzere iki şekilde kontrol edilebilmektedir Alan yönlendirmeli kontrol (AYK) Alan Yönlendirmeli Kontrol, ilk olarak Hasse (1969) ve Blaskhe (1972) tarafından keşfedildi. Bu kontrol yöntemi ile asenkron motorların momenti ve akısı DC motorlar gibi birbirinden bağımsız moment ve akı bileşenleri olarak kontrol edilebilmektedir(alsofyani ve Idris, 2013; Reza vd., 2014). Asenkron motorların üç fazlı gerilimleri, akımları ve akıları Uzay Vektör Darbe Genişlik Modülasyonu (UVDGM) ile temsil edilebilir. UVDGM için bir takım koordinat dönüşümlerine gerek vardır. Bu dönüşümler Clarke ve Park dönüşümleridir. AYK, Clarke ve Park dönüşümleri ile moment ve akı kontrolünü ayırarak motorun DC motor gibi modellenmesini sağlar. Bu dönüşümler Clarke dönüşümü kullanarak stator akımlarının iki DC akımına çevrildiği abc-αβ dönüşümü olarak bilinir. Bu iki DC akım daha sonra Park dönüşümü kullanılarak α-β iki koordinatlı duran eksen takımındaki vektör bileşenleri d-q 26

37 iki koordinatlı dönen eksen bileşenlerine dönüştürülür. Dönen eksen takımına aktarım yapıldığında artık d ve q eksenlerinde sırasıyla akı ve momenti temsil eden iki bileşen elde edilir. Stator akımlarının dönüştürülmesi asenkron motorun kompleks üç fazlı motor gibi değil DC motor gibi modellenmesini sağlar(artar ve Ertuğrul, 2010; Özçalık vd., 2013). AYK, doğrudan ve dolaylı alan yönlendirme kontrol olmak üzere ikiye ayrılmaktadır. Doğrudan alan yönlendirmeli kontrol (akı geri besleme kontrolü), ilk olarak Blasckhe (1972) tarafından uygulanmıştır. Doğrudan alan yönlendirme kontrol uygulanırken, yönlendirme akışı hall etkili duyargalar, sezici bobinler, stator geriliminin üçüncü harmoniği veya kademeli stator sargıları ya da stator akım-gerilim ve hız ölçümleri kullanan gözlemleyiciler üzerinden elde edilen akı bilgisi geri beslenir ve ayrıştırmanın temelini oluşturan dönüşümler gerçekleştirilir(vas ve Alakula, 1990). Dolaylı alan yönlendirmeli kontrol (akı ileri besleme kontrolü), ilk olarak Hasse (1969) tarafından uygulanmıştır(şit vd., 2015). Bu uygulama tarzında yönlendirme bilgisi, stator akımları ve hızını gözlemleyerek elde edilir (Demirtaş, 2002) Doğrudan moment kontrolü (DMK) Doğrudan Moment Kontrolü uygun stator gerilim vektörlerinin seçimi ile stator akısının ve momentin doğrudan kontrol edilmesi olarak adlandırılır(korkmaz ve Korkmaz, 2008). DMK yönteminin temeli, stator akısı ile elektromanyetik momentin eşzamanlı olarak denetlenmesine dayanır(he ve Jiang, 2007). Alan yönlendirmeli vektör kontrolünde koordinat dönüşümleri, işlemi daha karmaşık hale getirmektedir. DMK yönteminde koordinat dönüşümleri yapılmadan doğrudan kontrol edilmektedir. Doğrudan moment kontrolü ile motor ve yük parametrelerinin değişimlerinden etkilenmeden, motorun moment ile akısını etkin bir şekilde ve istenen yörüngede doğrudan kontrol etmek mümkündür(özçıra vd., 2012). Alan yönlendirmeli vektör kontrol yöntemiyle karşılaştırıldığında DMK nın avantajları; daha basit denetim yapısı, daha hızlı moment cevabı, daha düşük harmonik kayıpları, daha hızlı tepki performansı ve parametre değişimine karşı hassasiyetinin daha az olması olarak sayılabilir(korkmaz vd., 2008; Bian vd., 2007). Anahtarlama frekansının akı ve 27

38 moment histeresiz bandlarının genişliğine göre değişmesi ve moment dalgalanmalarının meydana gelmesi, geleneksel DMK nın en büyük dezavantajıdır. DMK sürücü sisteminde, stator akı hatasının belirlenen histeresiz band içerisinde kalmasını sağlayacak invertör anahtarlama durumunun seçilmesi sağlanır. Histeresiz bandların genişliklerinin seçimi de oldukça önemlidir. Histeresiz bandların dar seçilmesi evirici anahtarlama frekansının artmasına, bunun sonucu olarak da güç elemanlarının ısıl sınırlarının zorlanmasına yol açmaktadır. Bandların geniş seçilmesi ise evirici anahtarlama frekansının düşmesine, bunun sonucu olarak da yüksek moment dalgalanmasına sebep olmaktadır. Bu durum özellikle düşük hız bölgelerinde daha fazla moment dalgalanmalarına yol açmaktadır. Akı ve moment histeresiz band genişlikleri evirici anahtarlama frekansını etkilediği için, histeresiz kontrolörlerinin band genişliklerinin uygun bir şekilde seçilmesi gerekir(şit vd., 2015) Rotor Oyuk Harmonikleri Simetrik üç fazlı asenkron bir motor simetrik üç fazlı bir gerilimle beslendiğinde akı üzerinde motorun fiziksel yapısından kaynaklanan birtakım harmonikler meydana gelir. Bu harmoniklerin bir kısmı stator sargılarının sinüsoidal olmayan dağılımından kaynaklanırken bir kısmı ise rotor oyukları nedeniyle oluşan relüktans değişiminden kaynaklanır. Rotor oyuklarının neden olduğu relüktans değişiminden kaynaklanan bu harmoniklere rotor oyuk harmonikleri adı verilir. Rotor oyuk harmonikleri kullanılarak açısal kayma frekansı ve açısal hız tespit edilebilir. Rotor oyuk harmonikleri statorun akım ve gerilim sinyallerinden elde edilebilir. Stator akım sinyali düşük hızlarda azalmadığı için rotor oyuk harmoniklerinin elde edilmesinde stator akımı sinyali kullanılması daha uygundur Sıfır Geçiş Anları Yöntemi Sinüsoidal bir sinyal bir periyot boyunca izlenirse iki defa sıfır değerini aldığı, başka bir deyişle sıfırdan geçtiği gözlenir. Üç fazlı şebeke gerilimi ile beslenen 28

39 bir asenkron motorda da her bir faz akımı bir periyotta sıfırdan iki defa geçer. Bu olay her 3 fazda da oluştuğu için şebekenin her bir periyodunda akımlar sıfırdan geçtiğinde 6 adet sıfır geçiş noktası oluşur. Bir yük 50 Hz frekansa sahip bir AC kaynak ile beslenirse üzerinden geçen akımın periyodu 20 ms, dolayısıyla her bir sıfır geçiş noktası arasındaki zaman farkı eşit bir şekilde 10 ms olacaktır. Yük olarak asenkron motor kullanılması durumunda ise rotor oyuk harmoniklerinin etkisi nedeniyle sıfır geçiş noktaları arasındaki fark eşit olmamakla birlikte değişken olacaktır. Rotor hızının değişmesi ile birlikte oyuk harmoniklerinin frekansında da değişmeler meydana gelir ve bu nedenle stator akımında frekans değişimi gözlenir. Bu frekans değişimi sayesinde rotor hızını belirlemek mümkün olacaktır. Ayrıca yine bu frekans değişiminden yararlanarak motorda oluşan arızaları da tespit etmek mümkün olabilecektir. Sensörsüz motor hız tespitine yönelik çalışmalarda motora uygulanan gerilim ve stator akımı kullanılmaktadır. Bu değişkenlerin örneklenmesi hızlı ve yüksek çözünürlüklü özel analog-dijital çeviricilerin (ADC) kullanılmasını gerektirir. Üç fazlı akım veya gerilimin aynı zamanda örneklenmesi, ilave örnekleme devresi veya çoklu analog-dijital çeviriciler kullanılmasını zorunlu kılmaktadır. Bu durumda donanım karmaşıklığı artar ve toplam maliyet yükselir. SGA metodunun kullanımı ise yüksek donanım ihtiyacını ortadan kaldırır. SGA metodu akımın sıfır geçiş zaman aralığının uzun süre ölçümünü gerektirir. Sıfır geçiş anlarının 50 Hz lik besleme gerilimi için ideal şartlarda 3333 μs lik eşit aralıklı olması beklenmektedir. Akımın sıfır geçiş anlarının ölçülmesi; analog-dijital çevirici veya örnekleme devresi, hızlı veya fazla sayıda bilgi toplanmasını gerektirmez. SGA yöntemi, analog-dijital çevirici ile tam akım dalga formu örnekleme yöntemine göre daha hassas, ucuz ve sensörsüz bir hız ölçüm yöntemidir. Asenkron motor hız ölçümünün takometre veya kodlayıcılar (encoder) kullanmadan gerçekleştirilmesi için yapılan çalışmalarda oldukça karmaşık algoritmalar kullanılmakta ve ilave sensör ile motora fiziksel olarak kablo bağlantısı yapılması zorunluluğu ile karşılaşılmaktadır. Bu çalışmada SGA 29

40 yönteminin tercih edilmesinin sebepleri; yöntemin basit ve ucuz olması, hız sensörü gerektirmemesi, diğer hız tespit yöntemlerine kıyasla örneklemenin şebeke geriliminin genliğinden etkilenmemesi, uzaktan ölçüm yapılabilmesi ve ayrıca oluşabilecek elektriksel ve mekanik arızaların tespit edilebilmesidir SGA Sinyalinin Elde Edilmesi Üç fazlı stator akımı sinyalinin sıfır geçiş noktaları arasında 60 fark olması gerekmektedir. 50 Hz frekansa sahip bir sinyal için bu fark zaman olarak 3333μs olarak ifade edilebilir. Ancak idealde olması beklenen bu durum rotor oyuk harmoniklerinin etkisi nedeniyle tam olarak gerçekleşememekte, 3333 μs nin üstünde ve altında değerler oluşmaktadır. Akım sensörleri kullanılarak elde edilen her bir faz akımı sinyali sayısallaştırıldıktan sonra her bir alternans için üç adet kare dalga formunda sinyal elde edilir. Şekil 3.8 de stator faz akımlarının sayısallaştırılması için kullanılan karşılaştırıcı devrenin şeması görülmektedir. Bu üç sinyal ikişerli olarak mantıksal AND işleminden geçirilir. Bu aşamada oluşan üç sinyal üç girişli bir mantıksal OR kapısı kullanılarak toplanır. Kare dalga formunda tek bir sinyal meydana gelir. Bu sinyal SGA sinyalidir. Şekil 3.8. Stator akımını sayısallaştıran karşılaştırıcı devre Şekil 3.9 da SGA sinyalinin elde edilmesi gösterilmektedir. Şekildeki ilk satırda bulunan sinüsoidal dalgalar akım sensörünün çıkışlarıdır. Bu çıkışlar sıfır geçiş 30

41 anları kıyaslayıcılara uygulanır. Her bir kıyaslayıcının çıkışları ikinci, üçüncü ve dördüncü satırlarda kare dalga formu olarak görülmektedir. Bu kare dalgaların mantıksal AND kapılarıyla ikişerli olarak çarpılır. Çarpma işlemi ile elde edilen dalgaların mantıksal OR kapısı ile toplanması sonucunda beşinci satırda görülen SGA sinyali olarak adlandırılan dalga formu oluşur. SGA sinyalinin yükselen kenarlarından ve düşen kenarlarından ayrı ayrı birer kare dalga oluştulur. Bu kare dalgaların mantıksal olarak çarpılmasıyla son satırda görülen dalga formu elde edilmiştir. Son dalga formu istenilen dalga formudur. Bu dalga formu sayesinde tek kesme kullanılarak asenkron motor hız tespiti gerçekleştirilmiştir. Şekil 3.9. SGA sinyalinin elde edilmesi 31

42 3.6. SGA Sinyalinin İşlenmesi Bu çalışmada gerçek zamanlı hız tespiti yapılabilmesi için FPGA in hızından faydalanılmıştır. National Instruments firmasının ürettiği bir FPGA yapısı olan LabVIEW RIO Evaluation Kit kullanılmıştır. Gerçek zamanlı çalışmaya imkan veren bu ürün sayesinde rotor hızındaki değişikliklerin anlık izlenebilmesi mümkün olmuştur. FPGA programlaması zor ama oldukça hızlı bir yapıya sahiptir. Programlamada kolaylık sağlaması için bazı firmalar farklı yazılımlar geliştirmektedirler. National Instruments firması geliştirmiş olduğu yazılım ve donanımlarla FPGA kullanımını daha kolay hale getirmiştir. FPGA ile etkileşimli çalışabilme özelliğine sahip olması nedeniyle bu çalışmada LabVIEW arayüzü kullanılmıştır FPGA FPGA (Field Programmable Gate Array), alanda programlanabilir kapı dizileri olarak ifade edilen, elektriksel olarak programlanabilir eleman ve arabirimlerden oluşan bir tümleşik devredir. Programlanabilir eleman ve arabirimler; VE (AND), VEYA (OR), Özel VEYA (XOR), DEĞİL (NOT) gibi mantıksal işlemleri veya daha karmaşık olan decoder, çoklayıcı gibi matematiksel işlemleri gerçekleştirmek amacıyla programlanabilir. FPGA yapısında bulunan arabirimler tasarımdaki bağlantılar göz önüne alınarak elektriksel olarak programlanabilir ve istenildiği kadar programlanabilme yapısına sahip olduğundan tasarımlarda büyük kolaylık sağlar. FPGA ler programlanabilir eleman ve arabirimlere ek olarak hafıza birimlerine de sahiptirler. Bu hafıza birimleri ayrık flip-flop yapılarından veya hafıza bloklarından oluşabilir. Şekil 3.10 da FPGA yapısında yer alan bloklar görülmektedir. 32

43 Şekil FPGA yapısı FPGA temel olarak Mantık Hücreleri (Logic Cell), Giriş/Çıkış Blokları (IO Block) ve Arabağlantılardan oluşur. FPGA in ana yapısını mantık hücreleri oluşturur. Bir mantık hücresi bir adet Lookup Table (LUT), 1adet D Flip-Flop ve bir adet 2 to 1 Mux tan oluşur. LUT'lar aslında bir mantık işlemi yerine getiren küçük belleklerdir (RAM). N girişli bir LUT, 2 N li bir belleğe işaret eder. Binlerce mantık Hücresinin birleşimi sonucunca kompleks ve büyük programlar oluşturulur. Mantık hücrelerinin arabağlantıları matris şeklindeki veri yolları ve programlanabilir anahtarlarla (FPGA e yüklenen programa göre) sağlanır. FPGA tasarımı, her bir mantık hücresinin uygulayacağı fonksiyonu ve programlanabilir anahtarların durumunu (açık/kapalı) belirleyerek bu mantık hücreleri arasındaki bağlantıları tanımlar. FPGA pinleri genel olarak Ayrılmış pinler (Dedicated pins) ve Kullanıcı pinleri (User pins) olmak üzere iki katagoriye ayrılır. Bir FPGA'de tüm pinlerin %20 ila %30'u ayrılmış pindir. Bu pinler, FPGA'de gerçekleştirdikleri özel fonksiyonlara göre üçe ayrılır. Güç Pinleri: FPGA için gerekli olan güç ve toprak (ground) bağlantılarını sağlayan pinlerdir. 33

44 Konfigürasyon Pinleri: Oluşturulan programın FPGA e yüklenmesi (download) için kullanılan pinlerdir. Clock Pinleri: Clock sinyalleri için ayrılmış özel pinlerdir. Kullanıcı pinleri kullanıcı tarafından konfigüre edilebilen standart I/O pinleridir. Input, Output, Input/Output olarak üç kategoriye ayrılır. Her bir I/O pini FPGA'de bir IO hücresine bağlıdır. IO hücrelerinin güçleri VCCIO tarafından sağlanır. Eski FPGA'ler birden fazla VCCIO pinine sahip olmalarına rağmen, bütün pinler aynı gerilimle beslenirdi. Yeni üretilen FPGA'lerde ise IO'lar gruplara ayrılabilir ve bu gruplar farklı gerilimlerden beslenebilirler. Böylelikle bir grup IO pinleri 3.3 Volt ile çalışırken diğer grup IO pinleri de 2.5 Volt ile çalışabilmektedir. FPGA ler genellikle senkronize (synchronous) tasarlanır. Yani FPGA tasarımları clock tabanlıdır ve FPGA içerisindeki D flip-floplar, clock sinyalinin yardımıyla durum değiştirirler. Senkronize tasarımlarda bir clock sinyalinin, bütün flipflopları aynı anda tetiklemesi gerekir. Aksi takdirde FPGA'de elektriksel ve zamansal problemler oluşmaktadır. FPGA üreticileri bu problemleri ortadan kadırabilmek için, "Global Routing" veya "Global Line" olarak adlandırılan özel bir iç bağlantı geliştirmişlerdir. Bu bağlantı sayesinde, clock sinyalininin FPGA içerisindeki bütün flip-floplara aynı anda ulaşması sağlanır. Bundan dolayı clock beslemelerinin, FPGA'in clock için ayrılmış pinlerinden verilmesi gerekir. FPGA lerin çoğunda ayrılmış RAM yani bellek üniteleri bulunmaktadır. Bunlar mantık devrelerinin işleyişi sırasında duyulan geçici depolama ihtiyacı için kullanılırlar. Bu RAM ler tek veya çoklu erişimi destekleyebilirler. Çoklu erişimde birden fazla uygulama tarafından RAM üzerinde okuma/yazma yapılabilmektedir. Çoklu erişim farklı clockta çalışan işlem blokları arasında veri aktarımı için iyi bir çözümdür. Örneğin 25 MHz clock ile çalışan bir veri toplama ünitesinden 50 Hz ile çalışan bir veri işleme ünitesine veri aktarmak için 2 portlu bir RAM kullanılabilir. 25 MHz ile çalışan veri toplama ünitesi veriyi RAM e yazar ve 50 MHz ile çalışan veri işleme ünitesi veriyi RAM den okuyarak 34

45 kullanır. FPGA içerisinde büyük RAM ihtiyaçları için Block RAM ler bulunurken küçük veriler için mantık hücreleri arasına serpiştirilmiş dağınık (distributed) küçük RAM ler bulunmaktadır. Üretici firmaların bazıları dağınık RAM için ihtiyaca göre mantık hücrelerinin bazılarını RAM olarak kullanırken bazıları ise block RAM leri FPGA içerisinde değişik boyutlarda paylaştırmaktadır. Programlanabilir mantıksal birimlerin tarihsel gelişimi incelendiğinde ilk programlanabilir birimin PROM (Programmable Read Only Memory) olduğu gözlenir. PROM lar bir kez programlanabilme özelliğine sahiptirler. PROM lardan sonra sırasıyla EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory) ve EEPROM (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory) birimleri gelmektedir. Bu birimler oldukça kısıtlı yeteneklere sahiptirler. Bu birimlerden sonra EEPROM lara göre daha gelişmiş olan PAL (Programmable Array Logic) ve PLA (Programmable Logic Array) yapıları geliştirilmiştir. PLA ların yapısında programlanabilen VE ve VEYA matrisleri bulunurken, PAL lerin yapısında ise sabit VEYA matrisi ve programlanabilen VE matrisi mevcuttur. PAL ve PLA yapıları bir fonksiyonu çarpım veya toplamlar şeklinde ifade etmek ve gerçeklemek yöntemiyle kullanılmaktadır. Pek çok PLA ve PAL yapılarının bir araya gelmesi ile oluşturulmuş bir diğer yapı ise CPLD dir. CPLD ler FPGA yapısına oranla girişlere daha hızlı tepki verebilirken, daha küçük lojik birimlere sahip olmaları nedeniyle küçük tasarımların gerçekleştirilmesinde kullanılabilmektedir. FPGA ler tekrar programlanabilme özelliği ve tasarımların basit kontrol edilebilir olması nedeniyle tasarımın daha ucuza mal edilebilmesi açısından önemli avantajlara sahiptir. FPGA, tasarımcıya sağladığı esnek çalışma platformu, paralel işlem yapma özelliği nedeniyle eş zamanlı olarak birden fazla işlemi aynı anda gerçekleştirmesi, yüksek frekanslarda çalışabilmesi gibi özellikleri nedeniyle sayısal işaret işleme, yazılımsal radyolar, savunma sistemleri, tıbbi görüntüleme, ses tanıma, kriptografi gibi pek çok alanda kullanılmaktadır. Gerçek zamanlı uygulamalarda ve hızın önemli olduğu yerlerde FPGA kullanılması mikroişlemcilere ve mikrodenetleyicilere göre daha avantajlı olmaktadır. 35

46 Mikroişlemcilerle ve mikrokontrolcülerle karşılaştırıldığında FPGA hız ve güvenlik açısından tercih edilmektedir. FPGA'de işlemler parelel olarak işlendiği için yazılan programa göre aynı anda birçok modül bir arada kullanılabilir. Örneğin iki matrisin çarpılması işlemi yapılırken 100 adet çarpma işlemi gerçekleşeceği düşünülürse bir mikroişlemci bu işlemleri tek tek yaparken, DSP aynı anda birkaç çarpma işlemini gerçekleştirebilmekte, FPGA ise tüm çarpma işlemlerini aynı anda yapabilmektedir. Yüksek güvenlik gerektiren askeri uygulamalarda ve yapay sinir ağları gibi yüksek hızda çalışma gerektiren uygulamalarda genellikle FPGA tercih edilmektedir. FPGA lerin rakiplerine göre en dezavantajlı tarafı olarak programlanmasının zorluğu öne çıkmaktadır. FPGA yapısının programlanması için donanım tanımlama dilleri veya şematik tasarım araçları kullanılmaktadır. FPGA programlamak için kullanılan donanım tanımlama dillerinin en çok bilinenleri VHDL (Very-High-Speed Integrated Circuits Hardware Description Language) ve Verilog-HDL dilleridir. Donanım tanımlama dilleri tasarım sırasında kullanılacak olan FPGA programlanabilir biriminin hangi üretici firmaya ait olduğuna göre farklılık gösterebilir. Donanım tanımlama dillerinin kullanılmasının karmaşıklığı ve hata ayıklama zorluğu nedeniyle günümüzde C dili kullanılarak programlama yapılmasına imkân veren yeni yazılımlar geliştirilmektedir. Farklı bir alternatif olarak programlamada kolaylık sağlanabilmesi için bazı firmalar tarafından mevcut programların altında çalışan FPGA tool ları da üretilmektedir LabVIEW Görsel bir programlama dili olan LabVIEW özellikle sinyal işleme uygulamalarında sıkça kullanılan National Instruments firması tarafından geliştirilmiş bir yazılım platformudur. LabVIEW, Laboratory Virtual Instrument Engineering Workbench kelimelerinin kısaltılmasından elde edilen bir isimdir ve bir programlama ortamını tanımlar. Gelişmiş bir grafiksel kullanıcı arayüzüne sahip olan LabVIEW, yazılım dilleri yerine şematik çalışmaya olanak sağlayacak şekilde tasarlanmıştır. Bu programda, içinden veri akan hatlar yardımıyla fonksiyonel noktalar birbirine bağlanarak bir grafik gösterim 36

47 üzerinden program yapılmaktadır. LabVIEW; C, C++ veya Java gibi metin yazarak programlama yapılan geleneksel dillerden farklıdır. LabVIEW, işlerinin bir parçası olarak bir programa ihtiyaç duyan insanlar için tasarlanmış, interaktif bir program geliştirme ve uygulama sistemidir. LabVIEW uygulamaları Windows, Mac OSX veya Linux işletim sistemleri altında çalışabilmektedir. LabVIEW ile Microsoft Pocket PC, Microsoft Windows CE, Palm OS gibi platformlarda ve FPGA, DSP ve mikroişlemciler gibi değişik gömülü platformları içeren sistemlerde çalışabilen programlar yapılabilir. LabVIEW çok güçlü bir programlama dili kullanır. LabVIEW, verileri analiz etmek, ölçümlerini almak ve sonuçlarını kullanıcıya sunmak için özel olarak geliştirilmiştir. Ayrıca gelişmiş bir grafiksel kullanıcı arayüzüne sahiptir. LabVIEW, Data Acquisition (DAQ) ve General Purpose Interface Bus (GPIB) için kod kütüphaneleri gibi spesifik kütüphane uygulamalarını ve seri aygıt kontrolü, veri analizi, veri sunumu, veri depolama ve internet üzerinden haberleşme gibi farklı uygulamaları da içerir. Analiz kütüphanesi; sinyal üretme, sinyal işleme filtreleri, Windows istatistikleri ve regresyonları, lineer cebir ve array aritmetiği gibi çok yönlü ve kullanılışlı fonksiyonları bünyesinde barındırmaktadır LabVIEW RIO Evaluation Kit National Instruments firmasının bir ürünü olan LabVIEW RIO Evaluation Kit, LabVIEW arayüzü kullanarak programlanabilen bir FPGA kartıdır. Windows işletim sistemi ile kullanılabilen bu kart yazılımsal olarak LabVIEW, LabVIEW FPGA modülü ve LabVIEW Real-Time modülü ile uyumlu çalışabilmektedir. LabVIEW RIO Evaluation Kit şu teknik donanımlara sahiptir: Fonksiyon jeneratörü (sinüs, kare, üçgen) Hitachi HD44780 LCD gösterge Dörtlü encoder (24 cycles/rev) Potansiyometre (100kΩ doğrusal) Programlanabilir 6 adet LED 37

48 Sıcaklık sensörü 6 analog giriş, 2 analog çıkış 5 adet basmalı buton (push button) 4 adet giriş/çıkış (I/O) hat Şekil 3.11 da LabVIEW RIO Evaluation Kit görülmektedir. Şekil LabVIEW RIO Evaluation Kit 3.8. SGA Sinyalinden Hız Bilgisinin Elde Edilmesi Asenkron motorlarda rotorun dönme hızı besleme kaynağının frekansına ve motorun kutup sayısına bağlıdır. f r = 60 f P (3.52) Burada f r rotorun dakikadaki devir sayısını, f besleme kaynağının frekansını, P ise motorun kutup çifti sayısını temsil etmektedir. 50 Hz lik bir besleme kaynağı kullanıldığında 4 kutuplu bir asenkron motor için rotor hızının

49 devir/dakika olması gerekir. Bu değer saniyede 25 devir (25 Hz) anlamına gelmektedir. Stator akımının sıfır geçiş anlarından yararlanılarak elde edilen SGA sinyalinin FFT dönüşümü alındığında elde edilen sinüs harmonikleri, rotorun hız bileşenini de içermektedir. Teorik olarak 50 Hz lik besleme kaynağı için 4 kutuplu bir asenkron motorun ideal rotor hızının 25 Hz olduğu bilinmektedir. Rotor hız bileşenini SGA sinyalinin FFT dönüşümünün alınmasıyla elde edilen sinüs harmoniklerinden ayırmak için bu harmonikler 25 Hz civarında bir band geçiren filtre ile filtrelenmelidir. Filtreleme işleminin sonucunda elde edilen harmoniklerin en büyük genliğe sahip olanı rotor hız bileşeni olacaktır. 39

50 4. ARAŞTIRMA BULGULARI Asenkron motorun hız bilgisi, stator akım ve geriliminde meydana gelen rotor oyuk harmonik bileşenleri kullanılarak elde edilebilir. Bu bileşenler motorun yapısal özelliklerinden kaynaklanır ve elektriksel parametrelerden bağımsızdır. Yalnızca motorun yapısına ve besleme kaynağının frekansına bağlıdır. Bu nedenle rotor hızı ve kayma frekansı stator faz akım ve gerilimlerinde bulunan oyuk harmoniklerinden yararlanarak tespit edilebilir. Stator gerilimi küçük frekanslarda çok düşük değerler almaktadır. Bu nedenle oyuk harmoniklerinin tespit edilmesi küçük frekanslarda zorlaşmaktadır. Oyuk harmoniklerinin tespit edilmesi için küçük frekanslarda azalmayan stator akımının kullanılması daha uygundur. Stator akımlarının anlık değerlerinin ölçülmesi için akım sensörleri kullanılmıştır. Akım sensörleri Hall Effect özelliğinde olup basitlik, ucuzluk, doğrusallık, hızlı cevap verme, güvenilirlik gibi özelliklere sahiptir. Akım sensörü ile ölçülen her bir faz akımı sinyali sıfır geçiş kıyaslayıcı devreleri ile sayısallaştırıldıktan sonra her bir alternans için üç adet kare dalga formunda sinyal elde edilir. Şekil 4.1. Sayısallaştırma işlemi öncesi ve sonrası faz akımları 40

51 Elde edilen üç sinyal ikişerli olarak mantıksal AND işleminden geçirilir. Bu aşamada oluşan üç sinyal üç girişli bir mantıksal OR kapısı kullanılarak toplanır. Şekil 4.2 de görüldüğü gibi kare dalga formunda tek bir sinyal meydana gelir. Bu sinyal SGA sinyalidir. Şekil 4.2. Mantıksal işlemlerden sonra elde edilen SGA sinyali Mantıksal devreler kullanılarak elde edilen SGA sinyali LabVIEW RIO Evaluation Kit yardımıyla tek kararlı multivibratör devrelerden geçirilerek multivibratör çıkışları mantıksal AND kapısı ile çarpılır. Elde edilen son sinyal Şekil 4.3. te son satırda gösterilen kare dalgadır. Şekil 4.3. Multivibratör çıkışları ve SGA sinyalinin son hali Bu aşama sonunda ulaşılan SGA sinyalinin FFT ile spektrum analizi yapıldığında rotor hız frekansı, kaynak frekansı (temel harmonik), ikinci harmonik ve stator ve rotordan kaynaklanan bazı harmonikler gözlenmektedir. 50 Hz besleme frekansı ile beslenen 4 kutuplu bir asenkron motorun dönme hızı 1500devir/dakika olmaktadır. Bu hızın frekans karşılığı 25 Hz dir. Bu nedenle elde edilen SGA sinyalinin FFT si alındıktan sonra elde edilen harmoniklerin 25 Hz frekans bölgesinde hız bilgisi yer almaktadır. %8 lik bir kayma töleransı düşünülürse 23-25Hz aralığında hız bilgisine erişmek mümkün olacaktır. 41

52 FFT si alınan SGA sinyali alt kesim frekansı 23 Hz ve üst kesim frekansı 25 Hz olan bir band geçiren filtre ile filtrelendiğinde elde edilen harmoniklerin en büyük genlikli olanı rotor hız bilgisini verir. LabVIEW RIO Evaluation Kit kullanılarak SGA sinyalinin FFT dönüşümü gerçekleştirilmiştir. Şekil 4.4 te LabVIEW ile FFT alma işleminin blok şeması gösterilmektedir. Şekil 4.4. FFT alma işleminin blok şeması FFT dönüşümü sonunda elde edilen harmonikler Hz sınırlarına sahip band geçiren filtreye sokulmuştur. Filtreleme işlemi için Butterworth tipi filtre kullanılmıştır. Bu filtre tipi mümkün olabildiği kadar düz bir frekans cevabı alabilmek için tasarlanmıştır. Filtrenin çıkışında elde edilen frekans harmonikleri içinde yer alan rotor hızı bileşeni, genliği en büyük olan harmonik olarak tespit edilmiştir. FFT si alınan sinüs dalgası Şekil 4.5 te ve Butterworth filtre çıkışında elde edilen sinyal Şekil 4.6 da gösterilmektedir. 42

53 Şekil 4.5. FFT si alınan sinüs dalgası Şekil 4.6. Butterworth filtre çıkış sinyali Yapılan simülasyon çalışmaları sonucunda yüksek doğruluk oranında sonuçlar alındığı gözlenmiştir. 50 Hz lik şebeke gerilimine karşılık ölçülmesi beklenen 25 Hz lik hız bilgisine %1 den daha düşük bir hata oranıyla ulaşılmıştır. 43