ŞEBEKE BAĞLANTILI VE DEĞİŞKEN HIZLI ASENKRON JENERATÖRÜN RÜZGAR ENERJİSİ DÖNÜŞÜM SİSTEMİNDE KONTROLÜ

ŞEBEKE BAĞLANTILI VE DEĞİŞKEN HIZLI ASENKRON JENERATÖRÜN RÜZGAR ENERJİSİ DÖNÜŞÜM SİSTEMİNDE KONTROLÜ Tolga Sürgevil Eyüp Akpınar Dokuz Eylül Üniversitesi Elektrik ve Elektronik Mühendisliği Bölümü Kaynaklar Yerleşkesi, 35160 Buca / İzmir e-posta: tolga.surgevil@eee.deu.edu.tr, eyup.akpinar@eee.deu.edu.tr Özet 5 kw gücünde, şebeke bağlantılı olarak çalışan rüzgar enerjisi dönüşüm sistemi TÜBİTAK desteği ile tasarlanarak uygulaması gerçekleştirilmiştir. Bu çalışmada çift kafesli asenkron makina, PWM doğrultucu, PWM inverter, sayısal kontrol ünitesi kullanılmıştır. Kanatlar ve mekanik sistemin tümü yerli koşullarda ürettirilmiştir. Rüzgar türbininin genel görünüşü Şekil 1 de verilmiştir. Şekil 1. Rüzgar türbini genel görünüşü Rüzgar türbini tarafından sürülen çift kafes asenkron makina (DCIM) ile bu makinanın hız kontrolünde kullanılan çevirici devrelerinden oluşan sistemin genel blok şeması Şekil 2 de verilmektedir. Bu şemadan da görülebileceği gibi, güç elektroniği devrelerinin kontrolü TMS320F240 sayısal işaret işlemci (DSP) üzerinde geliştirilen yazılımla sağlanmaktadır. Geliştirilen yazılım, bu sistem için belirlenen kontrol yönteminin uygulanması sonucu IGBT anahtarlama elemanlarının, uygun

kontrol işaretleri ile denetlenmesini kapsamaktadır. Sistem üzerinde yer alan diğer yardımcı devreler (gerilim ve akım sinyallerinin algılanmasında kullanılan devreler, kapı sürücü devreleri gibi) bu şema üzerinde gösterilmemektedir ve ilerleyen kısımlarda detaylı olarak verilecektir. Sistem şebeke ve makine tarafında bulunan 2 çevirici ile kontrol edilmektedir. Çeviriciler köprü tipi, 3 faz olup, IGBT ve diyot elemanlarından oluşmaktadır. İki çevirici arasında bulunan DC kondansatör, DC link gerilimin filtrelenmesi ve enerji depolama amaçlı olarak kullanılmaktadır. AC şebeke tarafında bulunan endüktans ise şebeke akımların filtrelenmesi işlevini yerine getirir. Şekil 2. Sistemin genel blok şeması I. Şebeke Tarafı PWM AC-DC Çevirici Şebekeye bağlı olan PWM AC-DC çevirici devresi güç akışını iki yönlü denetleyebilmektedir; hem doğrultucu hem de inverter olarak çalışabilmektedir. Bu devrenin temel işlevi AC şebeke gerilimlerini belirli bir DC gerilime çevirmek ve şebeke akımlarını sinüs dalga formunda tutmaktır. Bu devrede giriş güç faktörü ayarlanabilmektedir ve sistemin çalışmasında güç faktörü 1 de tutulmaktadır. Literatürde PWM AC-DC çevirici devreleri için bir çok yöntem önerilmiştir [1-5]. Bunlar içerisinde hysteresis akım kontrolü (HCC) yöntemi oldukça uygulama açısından basit ve devre parametrelerine bağlılık göstermeyen bir yöntemdir. HCC yönteminde, PWM ac-dc çevirici devresinin çekmesi istenen komut akımı şekilleri ( ic 1, ic2, ic3 ) oluşturulur ve devrenin gerçekte çekmiş olduğu akımların (i 1, i2, i3 ) komut akımlarını izlemeye zorlayacak şekilde anahtarlama işaretleri üretilir. Komut akımları ile gerçek akımlar arasındaki fark bir hysteresis bandı içerisinde tutulur ve bu bandın genişliği akımların toplam harmonik bozulmasını (THD) ve IGBT lerin anahtarlama frekansını belirler. Bandın genişliği azaldıkça THD azalmakta, anahtarlama frekansı da artmaktadır.

PWM ac-dc çevirici devresinin güç faktörü 1 de ve sinüs biçiminde akımlar çekmesi istendiği için faz gerilimleri ve komut akımları şu formda olacaktır: 2π ek = Em sin[ ωt ( k 1) ] 3 k=1,2,3 (1) 2π ick = I cm sin[ ωt ( k 1) ] 3 k=1,2,3 (2) Burada I cm komut akımları genliği olup işaretinin pozitif veya negatif olması PWM ac-dc çevirici devresinin çalışma koşulunu (güç akış yönünü) belirler. Eğer I cm pozitif ise devre doğrultucu olarak (güç akışı şebekeden dc hatta doğru), negatif ise devre regeneratif olarak (güç akışı dc hattan şebekeye doğru) çalışacaktır. Buna göre, komut akımları üretildikten sonra bunların anlık değerleri ilgili fazın akımlarıyla karşılaştırılacak ve aradaki farka göre her faza ait IGBT ler şu şekilde tetiklenecektir: i ' > ε d k 0, d = 1 ck i k h = k i ' < ε d k 1, d = 0 ck i k h = k ε i i ε anahtarlar önceki pozisyonlarında bırakılır. h ck k h Burada d k değişkeni IGBT yarı iletkeninin açık veya kapalı konumunu gösteren mantıksal değişkendir. Sistemin açık çevrim çalıştırılması için yalnızca I cm değerinin belirlenmiş olması yeterlidir ve komut akımları yukarıda belirtilen formda üretildiğinde çevirici devresi şebekeden sinüs dalgasına yakın akımlar çekecektir. Çıkış dc gerilimi ( ) ise giriş-çıkış güç eşitliğini sağlayacak değere oturacaktır. u dc Kapalı çevrim kontrolü olarak tasarlanan sistemin şeması Şekil 3 de verilmektedir. Buna göre HCC için gerekli komut akımları genliği, dc link geriliminin referans ( ) değeriyle gerçek değeri arasındaki hatadan elde edilmektedir. Bu hata sinyali u dc _ ref gerilim denetleyicisi yardımıyla komut akımları genliğine dönüştürülmektedir. Burada kullanılacak denetleyici PI veya bulanık mantık denetleyici (FLC) olabilir. ADC yardımıyla örneklenen sinyallerden hata sinyali (E) ve hatanın değişimi (CE) sinyalleri elde edilir. Bunlar kapalı çevrim kontrol algoritması içinde değerlendirilerek komut akımları genliği için bir çıkış elde edilir. Bu çıkış komut akımlarının bir önceki değerine eklenir. Böylece hata ve hata değişim oranlarına bağlı olarak komut akımları genliği artırılıp veya azaltılarak dc link geriliminin istenen değere ulaşması sağlanır. Gerçekleştirilen sistemde, dc link gerilimi sabit bir değerde tutularak güç akışının her iki yönde denetlenmesi amaçlanmaktadır. Bu durumda PWM doğrultucu devresi ideal bir dc güç kaynağı gibi davranacaktır. Böylece rüzgar türbinine bağlı asenkron makine tarafından üretilecek enerji makine tarafındaki PWM çevirici aracılığı ile dc linke ve buradan da şebekeye aktarılabilir.

Şekil 3 PWM ac-dc çevirici kapalı çevrim kontrol şeması II. Makina Tarafı PWM DC-AC Çevirici Gerçekleştirilen rüzgar enerjisi dönüşüm sisteminde DCIM nın hız kontrolü PWM dc-ac çevirici devresi yardımıyla gerçekleştirilmektir. Sinüs dalga tabanlı PWM tekniğiyle çevirici anahtarlama elemanları tetiklenerek DCIM nın istenen hız değerinde jeneratör olarak çalışması sağlanmaktadır. Şekil 4 de tasarlanan PWM dcac çevirici kontrollü DCIM sürücü sisteminin blok şeması verilmektedir. DCIM hız kontrol yöntemi olarak slip regulation [6-7] yönteminden faydalanılmaktadır. Bu yöntemde DCIM için belirlenen referans hız değeri ile gerçek hız değeri arasındaki hatadan makine için gerekli kayma faktörü bilgisi elde edilir. Bu kayma faktörü bilgisi gerçek hızla toplandığında makinanın çalışma frekansı belirlenmiş olur. Dolayısıyla makinanın gerilim-frekans ilişkisinden aynı zamanda çalışma gerilimi bilgisi de üretilir. Böylece DCIM nın değişken gerilim değişken frekans kontrolü sağlanmış olur. Kapalı çevrim kontrol şemasında kayma bilgisinin elde edilmesi için yine PI veya FLC dan yararlanılabilir. Denetleyici çıkışı yine adım bir çıkış olup bu değer bir önceki kayma değerine eklenir. Böylece hızdaki hata ve hata değişimi oranlarına bağlı olarak kayma değeri artırılır veya azaltılır. Rüzgar enerjisi sisteminde DCIM referans hız bilgisi türbinden çekilebilecek maksimum güç noktası belirlenerek üretilmektedir.

Şekil 4 PWM dc-ac çevirici kontrollü DCIM sürücü devresi blok şeması III. DC Gerilim Denetleyici DC gerilim seviyesinin ayarlanabilmesi için kapalı çevrim kontrollünde bulanık mantık PI denetleyici kullanılmıştır. Bulanık mantık PI algoritmasının blok şeması Şekil 5 de verilmektedir. Gerilim sensörü (VT) ve TMS320F240 DSP üzerindeki 10- bit ADC yardımıyla DC link gerilim değeri (u ) programın her turunda ölçülüp DC link gerilim referans değeriyle (u dc _ ref ) ile karşılaştırılmaktadır. Buradan ek ( ) hata ve ce( k) hatanın değişimi hesaplanıp bulanık mantık denetleyicisine (FLC) girilmektedir. FLC programın her turunda komut akımları genliğinin ( Icm ) ne kadar değiştirileceği hesaplanıp sonuç olarak elde edilen bu genlik akımı hysteresis akım denetleyicisi (HCC) tarafından değerlendirilerek uygun ateşleme işaretleri üretilmektedir. dc Şekil 5 Bulanık mantık PI kontrollü PWM VSC blok şeması Bulanıklaştırma işleminde, Şekil 6 da gösterildiği gibi [-512, 511] aralığında tanımlanmış 7 adet bulanık üyelik fonksiyonu ile hata ve hatanın değişimi

sinyallerinin dilsel forma çevrilmektedir. Üyelik fonksiyonları üçgen formda olup üyelik dereceleri [0 1023] arasında değişmektedir. Buna göre hata ve hata değişiminin gerçek değerleri dilsel değişkenlerin üyelik dereceleri cinsinden ifade edilmektedir. Hata ve hata değişiminin üyelik dereceleri hesaplanırken tablo olarak hazırlanmış üyelik fonksiyonlarından yararlanılmaktadır. Değişken uzayı 8 parçaya bölünmüş ve buna göre değişkenlerin hangi bölgeye düştüğü belirlenerek üyelik derecelerinin hesaplanması yoluna gidilmiştir. Bir bölgede en fazla 2 fonksiyonun üyelik derecesi sıfırdan farklı ve diğer fonksiyonların üyelik dereceleri de sıfır olacaktır. Bu şekilde DSP nin işlem süresi kısaltılmıştır. Şekil 6 Hata ek ( ) ve hata değişimi ce( k) üyelik fonksiyonları Üyelik dereceleri hesaplanan bulanık değişkenler karar verme işleminde kullanılmaktadır. Her bir değişken 7 adet üyelik fonksiyonuyla ifade edildiği için toplam 49 kural Tablo I de gösterildiği gibi tanımlanmıştır. Bu kural tablosu yardımıyla Mamdani Metodu kullanılarak hata ve hata değişimi sinyallerinin ateşlemiş olduğu kurallar ve bu kuralların oluşturmuş olduğu çıkış şu şekilde belirlenir: u i = WC i i (3) burada C komut akımı genliğinde artış miktarı ( I ) ve i { i e e } W = min µ ( e), µ ( ce) (4) Mamdani Implication metoduyla belirlenir. Ateşlenen bu kurallar sayısal değerlere çevrilerek durulaştırma (defuzzification) işleminde kullanılmaktadır. Bunun için weighted average yönteminden yararlanılmaktadır. Bu yöntem simetrik çıkış üyelik fonksiyonları için geçerli olup bunlar Şekil 7 de gösterilmektedir. Buna göre hesaplanan çıkış değişiminin sayısal değeri şu şekilde hesaplanmaktadır: cm u i Icm = Wi (5)

TABLO I. Bulanık PI denetleyici kural tablosu e/ce NB NM NS Z PS PM PB NB NB NB NB NB NM NS Z NM NB NB NB NM NS Z PS NS NB NB NM NS Z PS PM Z NB NM NS Z PS PM PB PS NM NS Z PS PM PB PB PM NS Z PS PM PB PB PB PB Z PS PM PB PB PB PB Bu çıkış komut akımı genliğinin programın her turunda ne kadar değiştirileceğini ( I cm ) belirtir ve böylece istenen çalışma noktası için komut akımı genliği değeri FLC tarafından hesaplanır [8-9]. Şekil 7 Bulanık mantık PI denetleyici çıkış üyelik fonksiyonları IV. Sabit V/Hz ve PWM Yöntemi ile Asenkron Makina Hız Kontrolü Asenkron makina hız kontrolü için TMS320F240 üzerinde bulunan event manager (EV) modülü içerisindeki full compare unit kullanılmıştır. Bu modül 6 adet programlanabilir yönlendirmede PWM çıkış (PWMy) içermektedir. Sinüs dalga tabanlı PWM tetikleme sinyallerini üretebilmek için 3 adet compare register (CMPRx) ve iki adet zamanlayıcıdan (T1CNT, T2CNT) dan yararlanılmaktadır. Zamanlayıcılardan biri PWM frekansını ayarlamada diğeri ise PWM kayıtçılarını güncellemede kullanılmıştır. Değişken gerilim ve frekansta sinüs dalga üretebilmek için program başlangıcında yaratılan bir sinüs tablosundan yararlanılmaktadır. Buna

göre girilen komut frekansı bilgisine bağlı olarak sinüs tablosu üzerinde atılacak adım sayısı hesaplanır. Her bir faz için hesaplanan açının sinüs değeri oluşturulan tablo yardımıyla bulunmaktadır. Ayrıca genlik kontrolü için hız referansı değerinden belirlenen V/f oranı yardımıyla modulation index (m a ) hesaplanmaktadır ve her PWM periyodunun sonunda compare register lar bir sonraki sinüs değeriyle güncellenir. Tasarlanan sistemde PWM anahtarlama frekansı 2kHz olarak seçilmiştir. V. Doğrultucu-Inverter Sisteminin PI Denetleyicilerle Uygulanması Şebeke tarafı doğrultucu devresinin kapalı çevrim kontrolü ile çift kafesli asenkron makinanın hız kontrolü sırasıyla Şekil 8 ve Şekil 9 da verilmektedir. Tüm sistemin kontrolü tek bir DSP kartı ile sağlanmaktadır. Kapalı çevrim kontrollerinde bulanık mantık kullanıldığında programın 1 çevrim süresi yaklaşık 0.75ms iken bu süre PI denetleyici kullanıldığında yaklaşık 0.25ms ye düşmektedir. Bulanık mantık denetleyici de bir çevrimdeki işlem süresinin uzun olması nedeniyle PI denetleyiciler tercih edilmiştir. Şekil 8 Şebeke tarafı doğrultucu kapalı çevrim kontrolü Tüm sistemin kontrolü için geliştirilen programın akış şeması Şekil 10 da verilmektedir. Buna göre program başlangıçta kontrol için gerekli düzenlemeleri yapar (sinüs tablosu oluşturma, kayıtçıların ilk değerlerini atama gibi). Ana program içerisinde geri besleme sinyallerinin ADC den okunması işlemleri yapılmaktadır. Akım ve gerilim sinyallerinin algılanmasında hall-effect transducers kullanılmış ve bu algılayıcıların çıkışı DSP ADC girişlerine uygun gerilim seviyelerine (0-5V) getirilmiştir. Gerilim ve akım algılayıcı devreleri Şekil 11 ve Şekil 12 de verilmektedir.

Şekil 9 Inverter beslemeli çift kafes asenkron makinanın kapalı çevrim hız kontrolü Şekil 10 DSP programı akış şeması

Şekil 11 Gerilim geri besleme devresi Şekil 12 Akım geri besleme devresi I/O port anahtarlarının konumuna (DS1 ve DS2) bağlı olarak, program ilgili alt programı çağırarak, şebeke tarafı doğrultucu ve inverter devrelerinin kontrol sinyallerini üretir. İnverter devresinin kontrolünde sinüs tabanlı PWM tekniğinden faydalanılmaktadır. Programda PWM frekansı 2 khz olarak belirlenmiştir ve her PWM periyodunun sonunda üretilen kesme ile PWM kayıtçı ünitelerine yeni sinüs değerleri yüklenmektedir. Ayrıca her kesmede bir sonraki çevrim için yüklenecek sinüs değeri hesaplanmaktadır. Sistemde güç katı anahtarlama elemanı olarak 6MBP75RA120 FUJI IGBT IPM kullanılmıştır. Bu modüller köprü bağlı 6 adet IGBT ile bunların kapı sürücü ve koruma devrelerini içermektedir. Ayrıca her iki güç modülü HCPL4504 opto-izolatör elemanıyla kontrol devrelerinden izole edilmiştir. Kapı sürücü devreleri Şekil 13 de verilmektedir. Şekil 13 Kapı sürücü opto-izolatör devresi

VI. Deneysel Sonuçlar 5 kw gücünde rüzgar dönüşüm sistemi olarak tasarlanan güç akış devresi üzerinde testler Elektrik Makinaları ve Güç Elektroniği laboratuarında yapılmıştır. Rüzgar türbininin aktardığı güç laboratuar koşullarında Ward-Leonard Sistemi üzerinde benzeşim sağlanarak uygulanmıştır. Kullanılan bu sistem ile çift kafes asenkron makinanın yükleme testleri gerçekleştirilmiştir. Sisteme ilk enerji verildiğinde DC link geriliminin diyot doğrultucular yardımıyla kaynak geriliminin tepe değerine ulaşması sağlanmaktadır. Daha sonra şebeke tarafı doğrultucu devreye alınarak bu gerilim 500V a çıkarılmaktadır. DC link gerilimi stabilize olduktan sonra inverter devreye sokularak makinanın hız kontrolü yapılmaktadır. Şekil 14 de asenkron makinanın yüksüz kalkış esnasındaki rotor hızı ve DC link gerilimi görülmektedir. Rotor hızı yaklaşık 1.5 s de referans değerine ulaşmakta ve bu geçiş süresi boyunca DC link gerilimi maksimum ±%10 salınmaktadır. Şekil 15 ve Şekil 16 da sırasıyla asenkron makinanın fazlar arası gerilimi ve faz akımı ile şebeke tarafı doğrultucunun faz gerilimi ve akımı verilmektedir. Bu sonuçlar asenkron makinanın motor çalışma koşulu için alınmış olup bu durumda şebeke tarafındaki çevirgeç doğrultucu olarak çalışmaktadır. Doğrultucu akımları şekli sinüs dalga biçimine yakın ve güç faktörü 1 dir. Şekil 17 ve Şekil 18 de ise yine sırasıyla asenkron makinanın fazlar arası gerilimi ve faz akımı ile şebeke tarafı doğrultucunun faz gerilimi ve akımı verilmektedir. Bu sonuçlar ise makinanın jeneratör çalışma koşulunda alınmıştır. Şekil 19 ve 20 de sırasıyla motor ve jeneratör çalışma koşullarında makine miline uygulana tork kaldırılmış ve sistemin geçici davranışı incelenmiştir. Her iki çalışma bölgesinde (motor ve jeneratör) da mil torku atıldıktan sonra makinanın rotor hızı yaklaşık 1 s de tekrar referans değerine dönmekte ve bu süre içerisinde DC link gerilimi maksimum ±%10 salınmaktadır.

Şekil 14 Deneysel sonuç: motorun yüksüz başlatılması (üst kayıt: dc hat gerilimi-160v/cm, alt kayıt rotor hızı-375rpm/cm) Şekil 15 Deneysel çalışma: motorun yük altında kararlı çalışması (üst kayıt: motor fazlar arası gerilimi-320v/cm, alt kayıt: DCIM faz akımı: 5A/cm)

Şekil 16 Deneysel ölçüm: doğrultucu girişinde motor çalışma koşulunda ölçüm (üst kayıt: faz gerilimi-110v/cm, alt kayıt: faz akımı-4a/cm) Şekil 17 Deneysel sonuç: yük altında jeneratör testi (üst kayıt: DCIM fazlar arası gerilim-320v/cm, alt kayıt DCIM faz akımı: 2A/cm)

Şekil 18 Deneysel sonuç: Jeneratör çalışma koşullarında şebekeye gönderilen akım ve şebeke gerilimi (üst kayıt: DCIM faz gerilimi-110v/cm, alt kayıt:dcim faz akımı-4a/cm) Şekil 19 Deneysel sonuç: Motor olarak çalışırken yükte değişim (üst kayıt: dc link gerilimi-160v/cm, alt kayıt: rotor hızı-375rpm/cm)

Şekil 20 Deneysel sonuç:jeneratör olarak çalışırken yükte değişim (üst kayıt: dc link gerilimi-160v/cm, alt kayıt: rotor hızı-375rpm/cm) VII. Maksimum Güç Aktarımı Rüzgar türbininden maksimum gücü alabilmek için DSP üzerinde bir tarama algoritması gerçekleştirilmiştir. Buna göre maksimum güç aktarımı (MPPT) işlemi * başlamadan önce asenkron makinanın güç aktarımını belirli bir rotor hızında ( ω r ) gerçekleştirdiği varsayılmıştır. MPPT algoritması çalıştırılmaya başlandığında * referans hız değeri küçük değişikliklerle ( ω r ) bozulur ve elektriksel güçteki değişime bakılır. DC linkten ölçülen anlık elektriksel güç şu şekildedir: P = u dc i dc dc Şekil 21 de hız değişimine karşılık elektriksel gücün değişimi verilmektedir. Buradaki güç değişimi ayrık uyartımlı bir DC makinanın güç-hız karakteristiğidir ve belli bir hız değerinde güç maksimuma ulaşır. Gerçek rüzgar türbini kullanıldığında bu karakteristik biraz değişiklik göstermekle beraber amaç maksimum güç noktasını bulmak olduğu için deneylerde mil sürücüsü olarak DC makine kullanılmıştır. Buna göre maksimum güç noktasının üzerindeki hızlarda (1 ve 2), hız değişimi ile elektriksel güç değişimi aynı yöndedir. Tersi olarak, maksimum güç noktasının altındaki hızlarda ise (3 ve 4) bu değişim ters yöndedir. Maksimum güç noktasını yakalamak için algoritma 1 ve 2 noktalarının içinde olduğu bölgede hız değişikliğini * ( ω r ) küçük negatif bir değere, 3 ve 4 noktalarının içinde olduğu bölgede ise küçük pozitif bir değere ayarlar. Böylece DSP her 1 saniyede hız referansını değiştirerek maksimum güç noktasına ulaşmaya çalışır.

Şekil 21 Rotor hızına karşılık elektriksel güç değişimi Şekil 22 de MPPT algoritması çalıştırıldığında deneysel olarak elde edilen dc hat gerilimi ile rotor hızının değişimleri gösterilmektedir. Başlangıçta DCIM 820 devir/dakika rotor hızında boşta dönmektedir. Motor sürücü ünitesi tarafından rotor hızı bu referans değerde tutulmaktadır. MPPT algoritması başlatıldığında sistemin maksimum güç noktasını 477 rpm de bulduğu gözlenmiştir. Şekil 22 MPPT deneysel sonuçları (üst kayıt: dc hat gerilimi-160v/cm, alt kayıt: rotor hızı- 375 devir/dakika/cm)

VIII. Sonuç Rüzgar enerjisi dönüşüm sisteminde güç akışını kontrol edecek olan PWM çeviricilerin tasarımı tek bir sayısal işaret işlemci (DSP) kullanılarak gerçekleştirilmiştir. Sayısal PI denetleyiciler kullanılarak gerçekleştirilen kapalı çevrim kontrolünde DSP nin her program çevriminde ortalama işlem süresi 250ms dir ve bu süre tüm sistemin kontrolü için yeterli olmaktadır. Sistemde güç akışı her iki yönde de olabileceği için testler hem motor hem de jeneratör çalışma koşullarında yapılmıştır. Kapalı çevrim denetleyicileri her iki çalışma koşulunda da sistemin kararlı olarak çalışmasını sağlamaktadır. Rüzgar türbininden maksimum gücü almayı sağlayacak algoritma yine DSP üzerinde gerçekleştirilmiştir ve algoritma mil sürücüsü olarak kullanılan bir DC makine yardımıyla test edilmiştir. Tasarlanan elektrik ve elektronik devresinin görünümü Şekil 23 de verilmiştir. Şekil 23 Elektronik kontrol panosu Teşekkür 101E004 no lu araştırma projesi olarak DEÜ Elektrik ve Elektronik Mühendisliği Bölümünde tarafımızdan yapılmak üzere desteklediği için TÜBİTAK a teşekkür ederiz.

Kaynakça [1] B.T. Ooi, J.C. Salmon, J.W. Dixon, A three-phase controlled current PWM converter with leading power factor, IEEE Trans. on Industry Applications, vol. IA- 23, no.1, January/February 1987, pp. 78-84 [2] S.B. Dewan, R. Wu, A microprocessor based dual PWM converter fed four quadrant ac drive system, IEEE IAS Annual Meeting 1987, pp. 755-759. [3] J.W. Dixon, B.T. Ooi, Indirect current control of a unity power factor sinusoidal current boost type three-phase rectifier, IEEE Trans. on Industrial Electronics, vol.35, no.4, November 1988, pp. 508-515. [4] R. Wu, S.B. Dewan, G.R. Slemon, Analysis of a PWM ac to dc voltage source converter under the predicted current control with a fixed switching frequency, IEEE Trans. on Industry Applications, vol.27, no.4, July/August 1991, pp. 756-764. [5] R. Wu, S.B. Dewan, G.R. Slemon, Analysis of an ac-to-dc voltage source converter using PWM with phase amplitude control, IEEE Trans. on Industry Applications, vol.27, no.2, March/April 1991, pp. 355-364. [6] G.K. Dubey, Power Semiconductor Controlled Drives, Prentice-Hall, 1989. [7] A.M. Trzynadlowski, The Field Orientation Principle in Control of Induction Motors, Kluwer Academic Publishers, 1994. [8] S. Pravadalıoğlu, E. Akpınar, Implementation of fuzzy controller for dc-servo drive using a low cost microcontroller, 10th International Power Electronics and Motion Control Conference, Crotia, 2002. [9] Ross, T.J., Fuzzy Logic with Enginnering Applications, McGraw-Hill, 1995 [10] M.G. Simoes, B.K. Bose, R.J. Spiegel, Design and Performance Evaluation of a Fuzzy-Logic-Based Variable-Speed Wind Generation System, IEEE Trans. on Industry Applications, vol.33, no.4, July/August 1997, pp 956-965.