5. CMOS AKIM TA IICI Akım ta ıyıcı, akımın çok farklı empedans seviyelerindeki iki kapı arasında ta ındı ı üç kapılı aktif bir devre olarak tanımlanabilir. lk akım ta ıyıcı olan birinci ku ak akım ta ıyıcı (CCI) 1968 yılında Smith ve Sedra tarafından ortaya atılmı tır. 1970 yılında Smith ve Sedra daha kullanı lı bir akım ta ıyıcı devresi olan ikinci ku ak akım ta ıyıcı devresini (CCII) geli tirmi lerdir. Günümüzde, akım ta ıyıcı denildi inde, ikinci ku ak akım ta ıyıcı (CCII) anla ılmaktadır. Aktif eleman olarak akım ta ıyıcının kullanılmasıyla çe itli türden aktif devre yapılarını gerçekle tirmek mümkündür. Bu yapılara örnek olarak, aktif süzgeç ve osilatör devreleri verilebilir. v v i CCII + Z iz v v i CCII - Z iz (a) (b) ekil-5.1. Evirmeyen (CCII+) ve eviren (CCII-) türden ikinci ku ak akım ta ıyıcıların devre sembolleri : a) evirmeyen türden akım ta ıyıcı, b) eviren türden akım ta ıyıcı. Evirmeyen (CCII+) ve eviren (CCII-) türden ikinci ku ak akım ta ıyıcıların devre sembolleri ekil-5.1 de görülmektedir. CCII, a a ıda verilen ba ıntılarla tanımlanan üç uçlu bir devredir. v = v i = 0 i Z = i (5.1) Bu ba ıntılarda v, v büyüklükleri ve uçlarındaki gerilimlerin, i, i ve i Z büyüklükleri de, ve Z uçlarına ili kin akımların toplam ani de erini göstermektedir. i Z = i ise CCII pozitif akım ta ıyıcı adını alır ve CCII+ sembolü ile gösterilir. i Z = -i ise CCII negatif akım ta ıyıcı olarak isimlendirilir ve CCIIsembolü ile belirtilir. (5.1) ba ıntısından anla ılaca ı gibi, ve Z için küçük i aret uç empedansları büyük, x için ise küçük olmalıdır.
5.2 CCII'nin gerçekle tirilmesi için i lemsel kuvvetlendiriciler ve bipolar tranzistorlarla devre kurulmasına dayanan tasarım yöntemleri bulunmaktadır. Bu yöntemler, ilkesel olarak tümle tirilmeye elveri li olsalar bile, özellikle i lemsel kuvvetlendiricilerden yararlanılmasına yönelik olanlar, gerçekle tirilme açısından ekonomik de ildirler. Bunun ba lıca nedeni, her i lemsel kuvvetlendirici için kırmık üzerinde ayrı bir alana gereksinme duyulmasıdır. Karma ık yapıdaki sistemlerin küçük boyutta gerçekle tirilmesini sa layan CMOS teknolojisinin hızlı geli imi sonucunda, son yıllarda, analog fonksiyonları gerçekle tiren ve akım ta ıyıcıları da kapsayan CMOS devrelerin geni çapta tümle tirilebilmesi mümkün kılınmı tır. Bu bölümde, CMOS tekni i ile gerçekle tirilebilen iki ayrı akım ta ıyıcı yapısı ele alınacaktır. 5.1. CMOS CCII+ devresi T 3 T 4 T 5 T 6 + DD T 1 T 2 i i Z v +v Z +v R I 1 I 2 T 7 T 8 - SS ekil-5.2. Pozitif (evirmeyen) türden akım ta ıyıcı yapısı. CMOS tekni i ile gerçekle tirilen bir pozitif akım ta ıyıcı devresi ekil- 5.2'de verilmi tir. T 3 -T 6 PMOS tranzistorları ile T 7 -T 8 NMOS tranzistorları akım aynası olarak görev yapmaktadır. I 1 akım kayna ı devre için gerekli olan kutuplama akımını sa lar. Tranzistorların e, akım aynalarının birim kazançlı oldukları ve tüm tranzistorların doyma bölgesinde çalı tıkları varsayılsın. Devrenin çalı ması a a ıdaki biçimde açıklanabilir:
5.3 T 3 -T 4 tranzistorları T 1 ve T 2 tranzistorlarından birbirine e akımların akmasını sa larlar. Böylece GS1 = GS2 olur ki, bu da v = v olmasını sa lar. R direncinden akan i akımı T 2 tranzistorundan ve T 3 -T 4 akım aynasından da akar. > 0 olması durumunda i = v /R akımı x ucundan dı arıya do ru akacak, dolayısıyla T 3 -T 4 akım kayna ının akımı I 1 + i olacaktır. Bu akım, T 5 tranzistoru ve T 7 -T 8 akım aynası ile ucuna yansıtılarak T 1 tranzistorunun kaynak akımındaki de i imi kompanze eder, böylece i y daima sıfır olur. Aynı zamanda, T 6 tranzistoru I 1 + i x akımını Z ucuna yansıtacaktır. Bu durumda, I 1 = I 2 yapılırsa, Z ucundan dı arıya do ru i Z = i akımı akar. Fark edilebilece i gibi, i Z akımının yönü i akımı ile aynıdır. Bu nedenle, devre, pozitif (evirmeyen türden) akım ta ıyıcı (CCII+) olarak isimlendirilir. 5.2. Negatif akım ta ıyıcı (CCII-) T 3 T 4 T 5 T 6 + DD T 1 T 2 +v v I 1 i I i 2 Z +v Z T T 8 T 9 T 10 7 ekil-5.3. Negatif (faz döndüren türden) akım ta ıyıcı yapısı. - SS Negatif akım ta ıyıcı yapısı ekil-5.3'de verilmi tir. Bu devre, ekil- 5.2'deki devreden türetilmi tir. apıda, T 9 ve T 10 tranzistorları I 1 + i akımını Z ucuna yansıtırlar. I 2 = I 1 yapılması durumunda, z ucundan içeriye do ru bir i Z = i akımı akar. 5.3. Akım ta ıyıcının performansı Buraya kadar yapılan incelemelerde bütün tranzistorların e oldukları ve doyma bölgesinde çalı tıkları varsayılmı tır. Pratikte ise, tranzistorların birbirine
5.4 tam olarak e olmamalarından ileri gelen bir hatanın ortaya çıkaca ı ve bu hatanın, yapının performansında ideal performansa göre bazı sapmalara neden olaca ı açıktır. ekil-5.2'deki devre ele alınsın. I 1 akım kayna ının çıkı direnci sonsuz kabul edilsin. Bu durumda, küçük i aretler için v y ve v x arasındaki ili ki Rx g ( g g m2 m4 d - g g 1 m3 d ) 4 1 = (5.2) R g g g + g g + g g olmak üzere x m2 m3 d 4 m2 d 2 m3 d 4 v x = v y.(1-1) (5.3) biçiminde yazılabilir. (5.2) ba ıntısında g mi ve g di büyüklükleri sırasıyla T i (i =...) tranzistorunun geçi iletkenli ini ve savak iletkenli ini, R ise ucuna ba lanan direnci göstermektedir. 1 << 1 ise ucundaki gerilim ucuna yüksek do rulukta aktarılacaktır, ba ka bir deyi le ucundaki gerilim ucundaki gerilimi iyi bir ekilde izleyecektir. Örnek olarak, R = 1k, g m2 = 2.51 x 10-4 A/, g m3 = 1.93 x 10-4 A/, g d1 = g d2 = 1.01 x 10-7 A/ ise 1 =0.05% olur. ucundan içeriye do ru bakıldı ında görülen küçük i aret direnci a a ıdaki biçimde yazılabilir: 1 m4 d 5 m8 d 1 r x = g. g g + g g (5.4) g m2.( g + g ) m4 m8 d 5 Sayısal bir örnek verilirse, g m8 =2.52x10-4 A/, g d5 = 1.02 x 10-7 A/ de erleri için r x = 3.7 bulunur ki, bu direncin de eri istenen özellikleri sa layacak kadar küçüktür. ucundaki küçük i aret direnci hesaplanırsa r = y 1+ g g g d7 d 1 m3 (5.5) ba ıntısı elde edilir. g d7 = 1.02 x 10-7 A/ için r y = 9.8 M bulunur ki, bu da yeteri kadar büyük bir direnç de eridir ve bu ucun gösterece i giri direnci sonsuz kabul edilebilir. Z ucundaki uç direnci yakla ık olarak T 3 -T 6 akım aynasının çıkı direnciyle I 2 akım kayna ının çıkı direncinin paralel e de erine e ittir ve 1 r z = (5.6) g + g d 6 di 2
5.5 biçiminde ifade edilebilir. (5.6) ba ıntısındaki g di2 büyüklü ü I 2 akım kayna ının savak iletkenli idir. r z direncinin de eri tipik olarak birkaç M mertebesindedir. Bu direnç Wilson akım aynası yahut kaskod akım kayna ı kullanılarak arttırılabilir. Devrenin yüksek frekanslardaki davranı ını inceleyelim. üksek frekanslarda baskın kutup x ucuna ba lanan e de er direnç ve kapasitelerden ileri gelir. Bu kutup Rx g g m2 m4 f x = (5.7) 2 ( R g C + C ) x m3 1 3 biçiminde ifade edilebilir. Bu ba ıntıdaki C 3 ve C 1 kapasiteleri C 3 = (C gs 3 + C gs 4 + C gs 5 + C gs 6 ) ve C 1 = Cgs 1 eklinde tanımlanmı lardır. kinci kutup T 3 -T 6 akım aynasından ileri gelmekte ve gm3 f m = 2 C 3 (5.9) ba ıntısıyla verilmektedir. Bu kutup frekansı, yukarıdaki sayısal de erler için 5 MHz civarında olur. x ve y gerilimleri arasındaki dengesizlik de OS =( T 1 T 2 2( 1-2 ) 1 )-. I 1+ 2 1+ 2 1/2 (5.9) ba ıntısı ile verilebilir. (5.9) ba ıntısında Ti ve i büyüklükleri, sırasıyla, T i tranzistorunun e ik gerilimini ve geçi iletkenli i parametresini göstermektedir. OS dengesizlik geriliminde birinci terim T 1 ve T 2 tranzistorlarının e ik gerilimlerinin farklı olmasından ileri gelmektedir. Modern CMOS prosesinde bu bile en birkaç m mertebesinde olur. kinci bile en ise geometrideki sapmalardan ileri gelir. Ba ıntıdan fark edilebilece i gibi, bu bile eni azaltmak için W/L oranı azaltılabilir, yahut I 1 akım küçültülebilir.
5.6 I R 1 R 2 R 3 R 3 >R 2 > R 1 ekil-5.4a. Farklı R de erleri için DC geçi e risi (lineer de i im bölgesi gösterilmi tir.) / R 3 >R 2 > R 1 1 R 3 R 2 R 1 Frekans, log ekil-5.4b. Farklı R de erleri için frekans e rileri. CCII nin farklı R de erleri için elde edilen DC geçi karakteristi i ve frekans e risi ekil-5.4a ve ekil-5.4b'de gösterilmi tir. ekil-5.4'den görülebilece i gibi, devre, verilen bir gerilimi geni bir aralık içerisinde pozitif ve negatif akımlara yüksek bir do rulukla çevirebilmektedir. CCII+ ve CCII- devrelerini farklı topolojilerle gerçekle tirmek mümkündür. CMOS tekni i ile gerçekle tirilen üç farklı devre topolojisi ekil-5.5, ekil-5.6 ve ekil-5.7 de görülmektedir.
5.7 T5 T6 T9 T10 DD T3 T4 M11 T12 i z =i x v x Z T1 T2 i x R v z y I I R x B B IB bias1 bias2 T7 T8 T15 T13 T14 T16 SS DD T5 T6 T9 T10 T17 T21 T3 T4 T11 T12 T18 T22 I B v x i x i z T1 T2 R x Z R z v y I B I B I B B1 T7 T13 T14 T19 T23 B2 T8 T15 T16 T20 T24 ekil-5.5. CMOS tekni i ile gerçekle tirilen CCII+ ve CCII- yapıları, Örnek-1. - SS
5.8 T14 T5 T7 T15 T16 DD T12 T8 T10 I bias in- in+ T1 T2 T13 M9 T11 Z i z = i x R z R x ix R bias C c T3 T4 T6 T17 T18 SS T14 T5 T7 T15 M16 DD T21 T12 T8 T10 T19 I bias in- in+ T1 T2 T13 T9 T11 Z i =-i z x R z R x ix R bias C c T3 T4 T6 T17 T18 T22 T20 SS ekil-5.6. CMOS tekni i ile gerçekle tirilen CCII+ ve CCII- yapıları, Örnek-2.
5.9 T3 T4 T5 T6 DD v y T1 T12 T11 M17 M2 i x v x T9 Rx T10 T16 T18 Z T13 i z =i x R z T7 T8 T15 T14 SS ekil-5.7. CMOS tekni i ile gerçekle tirilen CCII+ ve CCII- yapıları, Örnek-3.
5.10 5.4. Elektronik olarak kontrol edilebilen akım ta ıyıcı (ECCII) + DD T 4 T 5 T 5 ' T 4 ' I 1 I 1 I O I 2 I 2 I A I 2 T 3 T 6 T 2 ' T 3 ' I B +i I B -i T T 2 T 6 ' 1 T 1 ' ref T 8 T 7 - SS ekil-5.8. Elektronik olarak kontrol edilebilen akım ta ıyıcı hücresi. Elektronik olarak kontrol edilebilen akım ta ıyıcı yapısı, akım transfer oranı bir akım ya da bir gerilimle de i tirilebilen bir akım ta ıyıcı düzenidir. ECCII'nin tanım ba ıntıları i = 0 v = v (5.10) i = h i Z 32 biçimindedir. (5.10) ba ıntısındaki h 32 büyüklü ü, de eri elektronik yoldan kontrol edilebilen akım transfer oranıdır. ECCII yapısı ekil-5.8'de verilmi tir. Bu devrede T 1, T 2 ve T 3 tranzistorlarından olu an yapı grubu ile T 1 ', T 2 ' ve T 3 ' den olu an yapı grubu, kare alan birer devre olarak davranırlar. T 7, T 8 tranzistorları ve I A akım kayna ı, T 3 ve T 3 ' tranzistorlarına kutuplama gerilimi sa layan akım kontrollu bir gerilim referansı devresi olu tururlar. Bütün tranzistorların doymada çalı tıkları ve T 5 ile T 5 ' dı ındaki tranzistorların tümünün e it W/L oranlarına sahip oldukları kabul edilsin. Bu art altında
5.11 olmak üzere, devrenin çıkı akımı 2 B I 1 = 2 I A + ( I +i ) 8 I A 2 ( I B - i ) I 2= 2 I A+ 8 I A I + i 4 I B i o = n I 2 I A (5.11) biçiminde ifade edilebilir. (5.11) ba ıntısından fark edilebilece i gibi, küçük i aret akımı, de eri elektronik yoldan de i tirilebilen bir k çarpanıyla çarpılarak çıkı a yansımaktadır. (5.11) ba ıntısı, aynı zamanda, n büyüklü ünün kazancın de i im aralı ını da belirleyen bir faktör oldu unu göstermektedir. B A.i I + i 4 I B artı uyarınca, kazancı arttırmak üzere I B büyüklü ü istenildi i kadar büyütülemez. Örne in, n=1 için k çarpanının maksimum de eri 2 ile sınırlanır. Buna göre k maks < 2n yazılabilir. Devrenin tümü ekil-5.9'da verilmi tir. Bu yapıda T 9 'dan T 13 'e kadar olan tranzistorlar gerilimden akıma dönü türücü olarak çalı ırlar. Bu yapıda T 9 -T 10, T 11 -T 12, T 17, T 18, T 15 -T 20 tranzistorlarının e, akım kaynaklarının yansıtma oranlarının 1 olduklarını ve tüm tranzistorların doymada çalı tıklarını kabul edelim. MOS tranzistorların giri direnci çok yüksek oldu undan, i y akımı i y = 0 alınabilir. T 9 'dan T 12 'ye kadar olan tranzistorlar ve I C akım kayna ı birlikte bir gerilim izleyici olu tururlar ve ucundaki gerilimin ucundaki gerilimi izlemesini sa larlar. T 13 tranzistoru, akım izleyici i levinin yerine getirilmesinin yanısıra, ucunun dü ük empedanslı olmasını da sa lar. ucundan küçük bir i akımının akması durumunda, akım izleyici T 13 tranzistorunun savak akımını I B + i de erine kadar arttırır. T 15 tranzistoru, bu akımı akım kuvvetlendiricisinin A ucuna yansıtırken, T 16 tranzistoru da aynı akımı T 17 -T 20 tranzistorlarından olu an akım kayna ının giri ine getirir. 2I B sabit akım kayna ı nedeniyle T 17 ve T 19 tranzistorlarının savak akımları (I B - i) de erini alırlar. Bu akım da, akım kuvvetlendiricisinin B ucuna yansıtılır. Böylece, z ucundan dı arıya do ru bir i z = k.i çıkı akımı akar. i z akımı i x akımı ile aynı yönde oldu undan, bu devre A
5.12 ECCII+ olarak isimlendirilmektedir. T 15 tranzistorunun B ucuna, T 20 tranzistorunun da A ucuna ba lanması durumunda ECCII- elde edilebilece i gösterilebilir. + DD T T 11 12 T 14 T 15 T 16 T 17 T 18 I B +i T 9 T 10 T 13 I T 19 T 20 I B -i 2I B - SS + DD I C I B Z I Z Z I A ref A B - SS ekil-5.9. Elektronik olarak kontrol edilebilen akım ta ıyıcı yapısı. Devrenin ideal davranı ından sapmasının ba lıca nedenleri, tranzistorların g m geçi iletkenliklerinin sonlu olması ve tranzistorlar arasındaki dengesizliklerdir. Akım kaynaklarının çıkı dirençleri sonsuz kabul edilirse, devredeki gerilim-akım çeviricinin geçi iletkenli i hatası g g m m g d 10 g + g m10 d 12.100 (5.12) biçiminde yüzde olarak ifade edilebilir. Bu ba ıntıdan hareketle g m10 = 2.51 x 10-4 A/, g d10 = g d12 = 1.02 x 10-7 A/ de erleri için geçi iletkenli i hatası hesaplanırsa g m /g m =%0.08 bulunur. x ve y uçlarından içeriye do ru bakıldı ında görülen giri empedansları
5.13 m9 m10 d 10 d 12 r x = ( g + g ).( g + g ) g g g m9 m10 m13 (5.13) r = z g 1 + g d 5 d 6 (5.14) biçiminde ifade edilebilirler. g m6 = g m10 = 2.51 x 10-4 A/ ve g m3 = 3.3x10-4 A/ için r x = 4.9 Ohm bulunur. ine, g d5 = g d6 = 1.02 x 10-7 A/v için r z = 4.9 MOhm elde edilir. Wilson veya kaskod akım kaynaklarının kullanılmasıyla bu son de er daha da büyütülebilir. x ucundaki dengesizlik gerilimi 9-10 I D 9 + I D10 OS =( T 9 - T 10 )-. (5.15) + ( 9 + 10 ) 9 10 4 ba ıntısıyla ifade edilebilir. (5.15) ba ıntısındaki birinci terim e ik gerilimlerinin farklı olmasından ileri gelir. kinci dengesizlik bile eni ise geometrideki sapmalardan kaynaklanır. Farklı n de erleri için ı z /i x akım kazancının I B /I A oranıyla ne ekilde de i ece i ekil-5.10'da gösterilmi tir. 1/2 i z /i x n = 5 n = 3 n = 1 I B /I A ekil-5.10. Farklı n de erleri için (i z /i x ) akım transfer oranının (I B /I A ) oranına ba ımlılı ı.
5.14 5.5. Akım ta ıyıcılarda ideal olmama etkilerinin modellenmesi deal bir akım ta ıyıcıda, giri ve çıkı empedansları sonsuz, band geni li i sonsuz, ucundan içeriye do ru bakıldı ında görülen empedans sıfırdır. ucundan akacak akımla ve Z uçlarındaki gerilimler için herhangi bir dalgalanma sınırı söz konusu de ildir. Gerçek bir akım ta ıyıcıda, ideal akım ta ıyıcıdan farklı olarak, giri () ve çıkı (Z) empedansları sonlu, ucundan görülen empedans sıfırdan büyük, v x /v y ve i z /i x geçi fonksiyonlarının band geni li i sonlu olmaktadır. Bunun yanısıra, ucundaki akım ve gerilim I i ( t) I min maks v ( t) min maks sınırları arasında, Z ucundaki gerilim de Z min vz ( t) Zmaks sınırları arasında de i mekte, bu sınırlar zorlandı ında, devre karakteristiklerinde doyma bölgesi ortaya çıkmaktadır. Bu bölümde, söz konusu idealsizlikleri modellemek üzere, basit yapılı ve yüksek do ruluklu bir akım ta ıyıcı makromodeli verilecektir. Makromodel + E1 I - + + - + R C C O R O D 1 D 2 R R E1 C1 - C1 D R 6 C1 - C1 + OFF h. I DD + -SS + DD D L 5 P R C D P P 3 k 3 r1 + k 2 R E1 r 1 ekil-5.11. Akım ta ıyıcı makromodeli. E1 + - + Z Z - SS r2 + k D 1 4 + + k 4 r1 I
5.15 Akım ta ıyıcının lineer ve lineer olmayan davranı ını modelleyen makromodel ekil-5.11 de görülmektedir. Makromodel olu turulurken, akım ta ıyıcının giri çıkı karakteristiklerinden ve frekans e rilerinden yararlanılmı, model bu karakteristikleri aslına uygun bir biçimde verecek ve az sayıda lineer olmayan eleman içerecek biçimde düzenlenmi tir. Bunun için - ve Z - gerilim geçi e rilerinin, I - ve I Z - akım geçi e rilerinin,, ve Z uçlarından içeriye do ru bakıldı ında görülen Z, Z ve Z O empedanslarının frekansla de i im e rilerinin ölçü yoluyla yahut simülasyonla çıkartılması gerekmektedir. Model parametreleri, yukarıda de inilen karakteristiklerden yararlanılarak kolayca bulunabilmektedir. Kurulan lineer olmayan e de er devre dokuz R elemanı, üç C elemanı, bir L elemanı, be ba ımlı kaynak, be ba ımsız gerilim kayna ı ve 6 diyot elemanı içermektedir. Bu elemanlar yardımıyla yapının gerilim ve akım izleme karakteristikleri, giri ve çıkı empedansları, akım ve gerilim sınırlama özellikleri yeteri kadar do ru olarak modellenebilmektedir. ucuna ili kin özellikleri temsil etmek için bir ba ımsız gerilim kayna ı, bir R ve bir de C elemanı kullanılmı tır. ucuna ili kin giri empedansının, akım ve gerilim sınırlama özelliklerinin modellenmesi için be R elemanı, bir C elemanı, bir L elemanı, iki ba ımlı gerilim kayna ı, dört ba ımsız gerilim kayna ı ve dört de diyot elemanı öngörülmü tür. ucundan içeriye do ru bakıldı ında, ikinci dereceden bir empedans fonksiyonu ile ifade edilebilen bir empedans karakteristi i elde edilir. Rezonans karakteristi i biçimindeki bu davranı ı modellemek üzere, e de er devreye L elemanı eklenmi tir. Z ucuna ili kin çıkı empedansı ve gerilim sınırlama özelliklerinin temsil edilmesi için de bir ba ımlı akım kayna ı, üç R elemanı, bir C elemanı, iki ba ımsız gerilim kayna ı ve iki diyot elemanı kullanılmı tır. Gerçek akım ta ıyıcı ve makromodel karakteristikleri Makromodelin do rulu unu göstermek üzere, ekil-5.5 de verilen CMOS akım ta ıyıcı için SPICE 2. DÜZE MOS modeli kullanılarak gerçek devre için elde edilen simülasyon sonuçlarıyla önerilen makromodel ile elde edilen SPICE simülasyonu sonuçları kar ıla tırılmı tır. Örnek olarak seçilen CMOS akım ta ıyıcıya ili kin makromodel parametreleri Tablo-5.1 de verilmi tir.
5.16 Tablo-5.1. Makromodel parametreleri. Eleman Eleman de eri Eleman Eleman de eri R 1E12 Ohm k 3-9 C 0.0489 pf k 4-2.2 r 1 327 Ohm I S1 1E-14A r x2 400 Ohm I S2 1E-14A C 0.1 pf I S3 1E-14A L P 40 H I s4 1E-14A R P 32kOhm I S5 1E-14A k 1 1 I S6 1E-14A k 2 1 OFF -63 m R O 620 kohm C O.5 pf R C1 10 kohm C2 3.3 C1 5.72 R E2 3 kohm R E1 10 kohm E2 1.2 E1 1.1 h 1 R C2 1860 Ohm - - Z ucu açık devre, R =1k iken elde edilen - ve Z - gerilim geçi e rileri ekil-5.12 de görülmektedir. ekil-5.13 de R = 0 için eleman modeli ve makromodelle elde edilen I - de i imleri, ba ka bir deyi le ucundaki akımının ile de i imi yer almaktadır. ucunun açık devre edilmesi durumunda bu uçtaki geriliminin gerilimi ile ne ekilde de i ece i eleman modeli ve makromodel ile hesaplanmı, sonuçlar ekil-5.14 de gösterilmi tir. ucundan içeriye do ru akıldı ında görülen Z empedansının frekansla de i im e risi ekil-5.15 de, Z ucundan içeriye do ru bakıldı ında görülen Z O empedansının de i im e risi de ekil-5.16 da verilmi tir. v /v ve v Z /v gerilim geçi e rilerinin frekansla de i imleri ekil-5.17 de gösterilmi tir. ekillerden kolaylıkla fark edilebilece i gibi, verilen model, akım ta ıyıcının lineer ve lineer olmayan davranı ını aslına uygun bir biçimde modellemektedir. Makromodel yardımıyla elde edilen sonuçlar, eleman modelleri yardımıyla elde edilen sonuçlarla iyi bir uyum sa lamaktadır.
5.17 ekil-5.12. R = 5k, R Z = oo için eleman modeli ve makromodel yardımıyla elde edilen - ve Z - de i imleri. ekil-5.13. ucundan içeriye ve dı arıya do ru akıtılan akımın sınırları.
5.18 r. ekil-5.14. R = için - de i imi. ekil-5.15. ucundan görülen Z empedansının frekansla de i imi için makromodel ve eleman modeli yardımıyla elde edilen simülasyon sonuçları.
5.19 ekil-5.16. Z ucundan görülen Z O empedansının frekansla de i imi için makromodel ve eleman modeli yardımıyla elde edilen simülasyon sonuçları. ekil-5.17. v x /v y ve v z /v y gerilim transfer oranlarının frekansla de i imi için makromodel ve eleman modeli yardımıyla elde edilen simülasyon sonuçları.
5.20 KANAKLAR [1] K.C. Smith, A. Sedra, The current conveyor - a new circuit building block, IEEE Proc., 56, pp.1368-1369, 1968. [2] A. Sedra, K.C.Smith, A second generation current conveyor and its applications, IEEE Trans. on Circuit Theory, CT-17, pp.132-134, 1970. [3] S.-I. Liu, H.-W. Tsao, J. Wu, T.-K.Lin, MOSFET capacitor filters using unity gain CMOS current conveyors, Electronics Letters, 26, pp.1430-1431, 1990. [4] M.C. Chang, C. Toumazou, 3 MOS current conveyor for LSI technology, Electronics Letters, 29, 317-318, 1993. [5] A.S. Sedra, G.W. Roberts, F.Gohh, The current conveyor: History, Progress and New Results, IEEE Proc., 137, 78-77, 1990. [6] W.S. Amptorn,. Riewruja, F. Cheevasuvit, Integrible CMOS-base realization of current conveyors, Int.J. Electronics, 71, 793-798, 1991. [7] H. Sedef, Akım ta ıyıcı kullanarak aktif devre sentezinde yeni olanaklar, Doktora tezi, TÜ FBE, Elektronik ve Haberle me Mühendisli i ABD. Ocak 1994. [8] C.M. Chang, P.-C.Chen, Realization of current-mode transfer function using second-generation current conveyors, Int. J. Electronics, 71, 809-815, 1991. [9] B. enen, CMOS akım ta ıyıcıların makromodellerinin olu turulması ve akım ta ıyıcılı süzgeçlerin analizi, üksek Lisans Tezi, TÜ FBE, Elektronik ve Haberle me Mühendisli i ABD. Ocak 1995. [10] B. enen, N. Tarım, H. Kuntman, Aktif süzgeç simülasyonuna yönelik bir akım ta ıyıcı makromodeli, Elektrik Müh. 6. Ulusal Kongresi Bildiri Kitabı, Cilt 3, 1023-1026, Uluda Üniversitesi, Bursa, 11-17 Eylül 1995. [11] N. Tarım, B. enen and H. Kuntman, Simple and accurate nonlinear currentconveyor macromodel, Melecon 96, Proceedings of 8th Mediterranean Electrotechnical Conference, ol.1, pp.447-450, Bari, Italy, May 13-16, 1996. [12] H. Tek, F. Anday, oltage transfer function synthesis using current conveyors, Electronics Letters, 25, 1552-1553, 1989.