Otomatik Kontrol Ulusal Toplantısı, TOK2013, 26-28 Eylül 2013, Malatya ENERJİ VE GÜÇ SİSTEMLERİNİN KONTROLÜ

ENERJİ VE GÜÇ SİSTEMLERİNİN KONTROLÜ 471

Şarj Dengeleme Sistemleri İçin Çift Yönlü Flyback Devresi Tasarımı Serhat NAFİZ, Doç. Dr. Musa ALCI, Yrd. Doç. Dr. M. Necdet YILDIZ Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü Ege Üniversitesi serhatnafiz@gmail.com Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü Ege Üniversitesi musa.alci@ege.edu.tr Ege Meslek Yüksekokulu Ege Üniversitesi necdet.yildiz@ege.edu.tr Özetçe Birden çok batarya bulunan sistemlerde, bataryaların eşdeğer şarj ve deşarj olabilmelerini sağlamak toplam enerjinin efektif kullanılması ve batarya ömrünün uzaması açısından önem arz etmektedir. Bu işlemi yapan sistemlere şarj dengeleme sistemleri denilmektedir. Literatürde temel yapı olarak rezistif, kapasitif ve indüktif olmak üzere üç temel şarj dengeleme tekniği bulunmaktadır. Enerjinin verimli bir şekilde kullanılması için tek bataryadan alınan enerjinin diğer bataryalara transferi ve tersi yönde işlem yapabilen güç elektroniği topolojilerine ihtiyaç vardır. Bu çalışmada indüktif şarj dengeleme tekniği topolojisi ile bir çift yönlü flyback devresi tasarımı önerilmiş ve gerçeklenmiştir. Yapılan deneysel çalışmalar ile önerilen topolojinin çalıştığı gösterilmiş ve uygulama sonuçları verilmiştir. 1. Giriş Sadece elektrik enerjisiyle veya hibrit yöntemle çalışan sistemler gün geçtikçe çoğalmaktadır. Bu konuda en bilinen uygulama elektrikli araçlar ve hibrit elektrikli araçlardır. Bu araçlar içinde bulunan sürücü sistemlerinin çalışma gerilimi önceden belirlidir. Bu çalışma gerilimini karşılayacak şekilde seri bağlanan aküler kapasite ihtiyacı doğrultusunda da paralel bağlanmaktadır. Sıcaklık ve kimyasal yapıdaki farklılıklar neticesinde bataryalar birbirine eşdeğer olmayan davranışlar sergilemektedirler [1]. Bu farklılıklar nedeniyle yüklenme sırasında bazı bataryaların daha çabuk deşarj olduğu, şarj sırasında da bazı bataryaların daha çabuk %1 kapasiteye ulaştığı gözlemlenmektedir. Bu olumsuzluğu ortadan kaldırmak için şarj dengeleme sistemleri kullanılmaktadır. Şarj dengeleme sisteminin en büyük görevi bataryaların terminal gerilimlerini her durumda eşit tutmaktır. Bu çalışmada kullanılan topoloji hem şarj sırasında hem de deşarj sırasında bu görevi yerine getirebilmektedir. 1.1. Şarj dengeleme işlemi Bataryalar paralel bağlı oldukları durumda, birbirlerini terminal gerilimlerini eşitlemek için zorlarlar ve böylelikle paralel bağlı bataryalar otomatik şarj dengelemesi yapmış olurlar. Seri bağlı durumda aynı akım bütün bataryalardan geçer. Bu durumda şarj ve ya deşarj akımının ne zaman kesileceğini en zayıf batarya belirler. Şarj ve deşarj işlemi sırasında maksimum ve minimum terminal gerilimi değerlerinin dışına çıkılması durumunda bataryalar zarar görmektedir. Seri bağlı bataryalarda her bir bataryanın terminal gerilimini ölçmek bu bağlamda önemlidir. Şekil 1. Seri bağlı şarj dengesi olmayan bir batarya sistemi. 47

Şekil 1 de görüldüğü üzere bataryalar arasındaki farklılıklar şarj ve deşarj işlemi sırasında enerjinin tam olarak kullanılmasını engeller. Şekil 1 deki sistemde deşarj işlemine devam edilirse Batarya- zarar görür, benzer olarak şarj işlemine devam edilirse Batarya-3 zarar görür. Açıklaması yapıldığı üzere seri bağlı batarya sistemlerinde şarj dengeleme işlemi batarya ömrünün uzaması, bataryaların takibi ve enerjinin verimli kullanılması için bir zorunluluktur. Rezistif, kapasitif ve indüktif şarj dengeleme sistemleri, pasif ve aktif şarj dengeleme sistemleri olarak iki ana başlık altında toplanmıştır []. Rezistif yöntem pasif, kapasitif ve indüktif yöntemler ise aktif şarj dengeleme sistemleri olarak isimlendirilmektedir. Rezistif şarj dengeleme sisteminde dirençler yardımı ile daha hızlı şarj olan bataryadaki enerji, diğer bataryaların da tam kapasiteye erişebilmesi için bir rezistans üzerinde yakılır ve ısı enerjisi olarak dışarıya atılır. Bu tekniğin dezavantajları şunlardır. Sadece şarj işlemi sırasında dengeleme işlemi yapılabilir. Fazla enerji diğer bataryalara dağıtılmak yerine ısı olarak atıldığı için çok verimsiz bir tekniktir. Bu çalışmada önerilmiş olan çift yönlü flyback topolojisi, bataryalar arası enerji transferini çift yönlü gerçekleştirebilen ve böylelikle rezistif şarj dengeleme yöntemine göre daha verimli olan bir topolojidir.. Flyback topolojisi Anahtarlama elemanı sayısının az olması, giriş ve çıkış arasında yalıtım sağlaması gibi avantajları nedeniyle güç elektroniği uygulamalarında flyback topolojiye sıklıkla rastlanmaktadır. Geleneksel flyback topoloji, primer taraftan aldığı enerjiyi sekonder tarafa transfer etmektedir. Bu topoloji Şekil de gösterilmiştir. topolojinin çalışma prensibi ve teorik hesaplamaları kaynaklarda [1], [3], [4] detaylı olarak anlatılmış durumdadır..1. Çift yönlü flyback topolojisi Bu çalışmada önerilen çift yönlü flyback topolojisi Şekil 3 de gösterilmiştir. Şekil de bulunan D1 diyotu devreden kaldırılmış, yerine Şekil 3 de gösterildiği gibi bir S anahtarı eklenmiştir. Şekil 3. Çift yönlü flyback topolojisi Bu topolojide Şekil. deki D1 diyotunun görevini S1 ve S anahtarları üzerindeki gövde diyotları üstlenmektedir. Primer taraftan sekonder tarafa enerji transferi yapabilmek için S1 anahtarı anahtarlanmalı, S anahtarı ise kesimde tutulmalıdır. Benzer şekilde serkonderden primere enerji transferi yapmak için ise S anahtarı anahtarlanmalı S1 anahtarı kesimde tutulmalıdır. Primerden sekondere enerji transferi durumu Şekil 4. ve Şekil 5. de, Sekonderden primere enerji transferi de Şekil 6 ve Şekil 7. de basamaklar halinde verilmiştir. Şekil. Flyback topolojisi Şekil 4. S1 iletimde, S1 gövde diyodu kesimde, S kesimde, S gövde diyodu kesimde Şekil de gösterilen devrede S1 anahtarı iletime geçtiğinde nüvenin primer sargısında enerji depolanır. Bu sırada, sekonder sargının ters sarılmış olmasından dolayı D1 diyodunun pozisyonu nedeniyle depolanan enerji sekonder tarafa aktarılmaz. S1 anahtarı kesime geçtiğinde ise depolanmış olan enerji sekonder sargı tarafında D1 diyodu üzerinden çıkışa aktarılır. Devrenin sekonder tarafında sadece diyot bulunmasından dolayı enerji aktarımı sadece primer taraftan sekonder tarafa doğru olmaktadır. Flyback 473

Şekil 5. S1 kesimde, S1 gövde diyodu kesimde, S kesimde, S gövde diyodu iletimde Şekil 8. Uygulama devresine ait prensip şema Tablo 1. Uygulama devresine ait teknik bilgiler Tasarım Parametreleri Nominal çıkış gücü Primer gerilim Sekonder gerilim Anahtarlama frekansı 4 Watt 1,5 Volt 5 Volt 6,5 khz Şekil 6. S iletimde, S gövde diyodu kesimde, S1 kesimde, S1 gövde diyodu kesimde Şekil 7. S kesimde, S gövde diyotu kesimde, S1 kesimde, S1 gövde diyodu iletimde Donanım Listesi ve Özellikleri MCU PIC18F5 S1,S IRF64 Nüve ETD9 Primer indüktans 7,76 uh Primer kaçak indüktans,31 uh Sekonder indüktans 6 uh Sekonder kaçak indüktans,47 uh Sarım oranı 7/ 3.1. Ölçümler Uygulama sırasında primerden sekondere ve sekonderden primere farklı çevrim oranlarında enerji transferi yapılmıştır. Üretilen devrenin gerilim, akım, verim bilgileri Tablo de sunulmuştur. Tablo. Farklı çevrim oranlarına ait gerilim, akım, verim verileri 3. Uygulama Önerilen topolojinin uygulaması yapılmıştır. Uygulama sırasında anahtarlama elemanları üzerindeki gerilim stresini azaltmak için devreye RC snubber (sönümleme) ve nüvenin kaçak endüktansından kaynaklı stresi azaltmak için RCD snubber (sönümleme) eklentileri yapılmıştır. Uygulaması yapılan devrede primer taraf ile mikrodenetleyicili kontrol kartının şaseleri ortaktır. Önerilen topoloji izolasyonlu bir topoloji olduğu için sekonder tarafta bulunan S anahtarı da izolasyonlu bir şekilde anahtarlanmalıdır. Şekil 8. de uygulama devresine ait prensip şema görülmektedir. Devreyle ilgili teknik bilgiler de Tablo 1 de verilmiştir. Primerden sekondere Sekonderden primere Çevrim Oranı [,1] Vprimer (Volt) Iprimer (Amper) Vsekonder (Volt) Isekonder (Amper) Verim % Giriş Gücü (Watt) Çıkış Gücü (Watt),194 1,16,47 48,7,7 59,64 5,71 3,41,334 11,79 1,31 48,86, 69,59 15,44 1,75,338 11,6 1,71 48,9,8 68,9 19,87 13,7,444 11,5,7 48,97,33 67.88 3,8 16,16,55 11,16,97 49,1,45 66,66 33,14,1, 1,73,79 48,45,9 71,58 14,5 1,5,33 13,1 1,93 48,18,74 71, 35,65 5,3,38 13,43,49 47,9,93 75,7 44,57 33,44,4 13,5,64 47,9 1, 74,41 47,9 35,64,43 13,37 3,3 47,7 1,6 73,41 6,1 44,1 474

Tablo. de sunulan ölçümlerden görüldüğü üzere devre yardımıyla çift yönlü enerji transferi yapılmaktadır. Devrenin kullanımı sırasında uygulamanın ihtiyaçları doğrultusunda hazırlanan algoritmaya göre enerjinin akış yönü belirlenmektedir. Şekil 9. ve Şekil 1 da primerden sekondere ve sekonderden primere aktarım yapılırken, çevrim oranına(duty) bağlı oluşan verim grafikleri verilmiştir. Şekil 11. Gerçeklenen çift yönlü flyback prototipi Şekil 9. Çevrim oranına (duty) bağlı verim grafiği Bu prototip devre çift yönlü enerji transferi yapabilmeye ek olarak izolasyonlu RS-485 de haberleşmesi yapabilmekte, bağlı olduğu bataryanın terminal gerilimini, primer ve sekonder akımlarını ölçebilmektedir. PCB boyutu 1x15 cm dir. Bu çalışma kapsamında sadece güç katı incelenmiştir. Şekil 1, 13, 14 ve 15 de devrenin güç katı üzerinde yapılan osilaskop ölçümleri fotoğraf olarak verilmiştir. Şekil 1. Çevrim oranına (duty) bağlı verim grafiği Anahtar olarak kullanılan mosfetlerin iç direncinin yüksek olması ve nüvedeki kaçak endüktansın %5 civarlarında olmasının elde edilen verim eğrilerinin düşük olmasında etkili olduğu değerlendirilmektedir. Şekil 9. ve 1 dan görüldüğü üzere eşdeğer çıkış gücü durumunda, primerden sekondere enerji transferi daha verimsiz olmaktadır. Bunun sebebi primer terminal geriliminin sekonder terminal geriliminden düşük olması ve bu sebeple eşdeğer çıkış gücü için daha yüksek akım ihtiyacı olmasıdır. Akım değerinin artması da devredeki iletim kayıplarını arttırmaktadır. Uygulama sırasında tasarlanan ilk örnek (prototip) devrenin bir fotoğrafı Şekil 11 de görülmektedir. Şekil 1. Sekonderden primere enerji transferi sırasında S anahtarı Vds ve Vgs gerilimleri. Kanal 1 Vds 1x, Kanal Vgs 1x, çevrim oranı:, 475

4. Sonuçlar Şekil 13. Sekonderden primere enerji transferi sırasında S anahtarı Vds ve Vgs gerilimleri. Kanal 1 Vds 1x, Kanal Vgs 1x, çevrim oranı:,43 Bu çalışmada şarj dengeleme sistemlerinin önemi ve gerekliliği vurgulanmıştır. Önerilen çift yönlü flyback topolojisi şarj dengeleme sistemleri haricinde çok geniş bir uygulama alanına sahip olabilir. Yapılan deneysel çalışmaların sonucunda önerilen topolojinin gerçeklemesi yapılmış ve alınan deneysel sonuçlar verilmiştir. Devam eden çalışmalar ile daha uygun elemanlar kullanılarak verimliliğin %9 mertebelerine[5] çıkarılması hedeflenmektedir. Yapılan çalışmanın çıktıları aşağıdaki gibi sıralanabilir. Birbirinden bağımsız iki sistem arasında izolasyonlu olarak çift taraflı enerji transferi mümkündür. Elektrikli araçlarda frenleme sırasında açığa çıkan enerji bu topoloji ile bataryalara geri döndürülebilir. Enerjiyi ısı olarak atmadan bataryalar arası transfer ederek şarj dengelemesi yapılabilir. Toplamda adet anahtarlama elemanı olması sebebiyle pratik gerçeklemesi kolaydır. MCU kontrollü olması sebebiyle enerji transferi sırasında değişik kontrol algoritmalarının (ANFIS, Fuzzy, PID) uygulanması ve kıyaslanması sağlanabilir. Kaynakça Şekil 14. Primerden sekondere enerji transferi sırasında S1 anahtarı Vds ve Vgs gerilimleri. Kanal 1 Vds 1x, Kanal Vgs 1x, çevrim oranı:,33 [1] Carl Bonfiglio, and Werner Roessler, A Cost Optimized Battery Management System with Active Cell Balancing for Lithium Ion Battery Stacks, Vehicle Power and Propulsion Conference, 9. VPPC '9 IEEE, Dearborn MI, 7-1 Sept. 9, pp. 34-39 [] http://www.infineon.com/cms/en/product/applications/au tomotive/hybrid_electric_electric_vehicle/battery_manag ement.html. [3] Abraham I. Pressman, Keith Billings, Taylor Morey, Switching Power Supply Design, Third Edition, Mc Graw Hill, 9. [4] Application Note AN4137, Design Guidelines for Offline Flyback Converters Using Fairchild Power Switch (FPS). [5] Gang Chen, Yim-Shu Lee, S. Y. R. Hui, Dehong Xu, and Yousheng Wang, Actively Clamped Bidirectional Flyback Converter, Industrial Electronics, IEEE Transactions on, Volume 47, Issue 4, pp. 77 779, Aug. Şekil 15. Primerden sekondere enerji transferi sırasında S1 anahtarı Vds ve Vgs gerilimleri. Kanal 1 Vds 1x, Kanal Vgs 1x, çevrim oranı:,55 Teşekkür Bu çalışma Sanayi Bakanlığı ve İnci Akü A.Ş. tarafından SANTEZ projesi olarak desteklenmektedir. 476

4.6 kw Gücünde Fotovoltaik Generatörün Modellenmesi ve Sabit ve Güneş İzleyici Sistem olarak Gaziantep Şartlarında Çalışmasının İncelenmesi Şaban YILMAZ 1, Mahit GÜNEŞ, Erdal KILIÇ, 1 Kahramanmaraş Meslek Yüksekokulu Kahramanmaraş Sütçü İmam Üniversitesi, Karacasu Yerleşkesi, Kahramanmaraş sabanyilmaz1@hotmail.com Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü Kahramanmaraş Sütçü İmam Üniversitesi, Avşar Yerleşkesi, Kahramanmaraş mgunes@ksu.edu.tr ladrekilic@hotmail.com Özetçe Fotovoltaik sistemler hızlı bir şekilde yaygınlaşmakta olup, benzetim çalışmaları, sistemlerin daha verimli çalışması açısından önemlidir. 4.6 kw gücünde bir Fotovoltaik Generatör bir diyotlu eşdeğer devre kullanılarak Matlab simulink yardımıyla modellenmiş ve akım-gerilim, güç-gerilim karakteristikleri sabit 1 W/m gün ışığı ve 5 C ortam sıcaklığında çizilmiştir. Oluşturulan model ile elde edilen sonuçlar Gaziantep te Kurulu olan 4,6 kw gücündeki sabit ve güneş takip sistemli iki ayrı sistemle karşılaştırılmış ve modelin başarılı olduğu görülmüştür. Ayrıca Sabit Fotovoltaik sistemlerle, Güneş takipli Fotovoltaik sistemlerin karşılaştırılması yapılmıştır. 1. Giriş Dünyamızda enerji ihtiyacı her yıl yaklaşık %4-5 oranında artmaktadır. Buna karşılık bu ihtiyacı karşılayan fosil yakıt rezervi hızlı bir şekilde azalmaktadır. En iyimser tahminler bile önümüzdeki 5 yıl içinde petrol rezervlerinin büyük ölçüde tükeneceği ve ihtiyacı karşılayamayacağını göstermektedir. Bu durumda kendini sınırsız tekrarlayan yenilenebilir ve hammadde bağımlısı olmayan enerji kaynaklarından olan Güneş enerjisi önem kazanmıştır [1]. Güneş pilleri foton enerjisini kullanarak güneş ışığından elektrik enerjisi üretirler. Buradan elde edilen elektriksel çıkış panele düşen güneş ışığı miktarı ile doğru orantılıdır. Gün içerisinde güneş ısınları farklı açılarla yerküremize ulaşmaktadır. Dolayısı ile güneş pilleri maksimum elektrik enerji çıktısı elde etmek için güneş yörüngesini takip etmesi ile mümkündür. Güneş yörüngesini takip edip ışınımlardan maksimum seviyede faydalanmayı amaçlayan bu sisteme güneş takip sistemi denmektedir. Güneş pilleri doğru akım üreten yapılar olup pillerin seri veya paralel bağlanması ile verebilecekleri akım-gerilim seviyeleri değiştirilebilir. Bu şekilde birden çok güneş pilinin birbirleriyle seri veya paralel bağlanmasıyla oluşturulmuş tümleşik yapıya güneş paneli denilmektedir. Güneş panellerinden maksimum güç aktarımı yapabilmek için ise kontrol edilebilir bir DC- DC dönüştürücü olan maksimum güç takip sistemleri kullanılabilmektedir []. Fotovoltaik sistemler, güneş pilleri, bağlantı elemanları, koruma elemanları, depolama elemanları ve beslediği yükün karakteristiğine bağlı olarak bazı ilave elemanlar içeren bir yapıya sahiptirler. Bu sistemlerin en önemli elemanı olan güneş pilleri, özellikle ilk yatırım maliyeti ve kullanılacak diğer elemanların nitelik ve miktarlarını da belirleyici özelliğe sahiptir. Bu nedenle ilk kurulum aşamasında güneş pillerinin en iyi şartlarda ve en yüksek verimle çalışabilecekleri bir sistem tasarlamak çok önemlidir [3]. Şekil 1 de 3 wattlık panel; 1 tanesi seri ve oluşan gruplar paralel bağlıdır. Sistem toplam 4,6 kw gücünde ve şebekeye bağlı olarak çalışmaktadır. Şekil 1: 4,6 kw Gücünde Fotovoltaik sistem [4] Fotovoltaik güneş pillerinin kullanımı önem kazandıkça, benzetim modelleri ile ilgili çalışmalar da hızlanarak artmaktadır. Klasik doğru akım ve alternatif 477

akım kaynaklarından farklı karakteristiklere sahip olmaları, bulundukları ortam ve çalışma koşullarından hızlı etkilenmeleri fotovoltaik güneş pillerinin benzetim modellerinin elde edilmesini zorlaştıran başlıca nedenlerdir. Çalışma sıcaklığı, ortam sıcaklığı ve güneş ışığı şiddeti karakteristiği dinamik olarak değişmektedir. Geliştirilecek model bu değişikliklere yanıt verecek dinamiğe sahip olmalıdır [5]. akım-gerilim bağıntısına ihtiyaç vardır. Güneş pili karakteristikleri evirici çalışmasını ve denetim sisteminin tasarımını etkilemektedir [8]. Tek diyot modeli eşdeğer devresinde bir akım kaynağı (Güneş pili), buna paralel bir diyot ve bir direnç R sh ve bunlara seri bağlı bir direnç R s bulunmaktadır. (Duffie and Beckman, 198) Bu devre şekil 3 te verilmektedir [9-15].. Güneş Pilinin Yapısı Şekil 3: Bir Diyotlu Model Tablo 1: Fotovoltaik Model Parametreleri Şekil : Güneş Hücresinin Yapısı [6] Şekil de görüldüğü gibi, P-N yarı iletken kavşağında, elektronlar P tipi bölgeye geçerek birleşme yüzeyine yakın bölgelerde boşluk yük taşıyıcıdaki elektron eksikliğini tamamlayıp (-) iyonlar oluştururken N tipi bölgede de () iyon duvarı oluşacaktır. Dış tesir olmazsa bu enerji duvarı akımın geçmesini önleyecektir. Işın demeti bu bölgeye düşerse, yük taşıyıcı elektronlar çok az oranlarda olduğundan, muhtemelen bir valans elektrona enerjisini bırakacak ve onu P tipi bölgeye doğru itecektir. Dış devre akımı ise P den N ye doğru olacaktır [7]. 3.Bir Diyotlu Model Fotovoltaik bir hücre, PN bağlantılı bir diyotla paralel bağlı bir akım kaynağı olarak modellenebilmektedir. Akım kaynağı sabit akım üretmekte ve bu akım, hücre üzerine düşen ışığın yoğunluğuyla orantılı olmaktadır. Fotovoltaik Sistemler hava koşulları ve güneş ışınımından direk olarak etkilenmektedir. Fotovoltaik sistemin verimi ve dolayısıyla fiyatı, harici çalışma koşulları ve bu değişken koşullar altında sistem elemanların en iyi noktada çalıştırılması ile doğrudan ilgilidir. Bu yüzden güneş enerjisi uygulamaları artarken, farklı ve değişken koşullar altında Fotovoltaik sistemin her bir elemanının performansını doğru değerlendirmek önem kazanmaktadır. Bu durum, aynı zamanda sistem tasarımını etkilemekte ve elektriksel parametreleri ani şekilde değiştirerek şebekeyi belli zaman içindeki değişimleri ayarlama durumunda bırakmaktadır. Bir güneş hücresinin performansını anlamak için hücrenin Rs Seri Direnç Ipil FV Pilin Çıkış Akımı Rp Paralel Direnç VD Diyot Voltajı q Elektron Yükünü Gref Nominal Güneş Işığı Miktarı m İdealite Faktörünü G Güneş Işığı Miktarı k Boltzman Sabitini Isc Nominal Kısa Devre Akımı T Kelvin Sıcaklık Voc Nominal Açık Devre Voltajı Npc Paralel Kol Sayısı IM Max. Güç Nok. Mevcut Akım Nsc Seri Kol Sayısı Tref Hücrenin No. Sıcaklığı PM Maksimum Güç VM Max. Güç Nok. Mevcut Voltaj C Sıcaklık Katsayısı Kv Gerilim Sıcaklık Katsayısı ID Diyot Akımı Ie Elektron Akımı Iph Fotovoltaik Akım Ih Boşluk Akımı Ish Par. Direnç Akımı Ki Akım Sıcaklık Katsayısı Ioref Referans Akımı Eg Diyot Bant Genişliği b Yarı İletken Sabiti I Diyot Doyma Akımı Şekil 3.deki Devreye Kirchoff un akımlar kanunu uygulanırsa; (1) Diyot akımı, p-n jonksiyonundan geçen toplam akım olup, matematiksel olarak fotonlar tarafından harekete geçirilen elektronlar ve boşluklar tarafından oluşturulan akımların toplamıdır. İletim bandındaki elektron durumlarının ve valans bandındaki boşluk akımlarının Boltzman dağılımı ile net elektron akımı ve boşluk akımları; [16] () 478

Olarak tanımlanır. Diyot akımı ise; Olur [16]. (3) ) (4) Diyot akımı I D, diyotun mutlak sıcaklığı, gerilim ve yük tarafından çekilen akımın bir fonksiyonu olarak değişir. Denklem 4 te; q, elektron yükünü (1.6 1-19 C), V D diyotun uçları arasındaki potansiyel farkını, m, idealite faktörünü, k: Boltzman sabitini (1.381 1-3 J/K) ve T, Kelvin cinsinden mutlak sıcaklığı temsil etmektedir [16]. 1. ve 11. Denklemler 8.denklemde yerine yazılırsa güneş gözesinin üretmiş olduğu akım elde edilir [16,17]. 4. Matlab Simulink Uygulaması Şekil 4 de Bir diyotlu Model kullanılarak Matlab Simulink ile gerçekleştirilen fotovoltaik panelin modeli görülmektedir. ( ) ( ) (5) (6) Olduğundan, ( ) (7) olur. denklem 7 deki eşitliğin sıcaklıkla bağıntısı; ( ) ( ) (8) olur. V M =N sc.v new (9) I M =N pc.i new (1) Olur [16]. Sıcaklığın etkisine bağlı olarak bir PV modülün karanlıktaki doyma akımı; ( ) ( ) ( ) (11) Foton akımı; (1) Şekil 4: Matlab Simulink ile gerçekleştirilen bir diyotlu Model 479

[C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [A] [A] [A] [B] [C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [B] [C] [B] [A] [C] [B] [C] [B] [A] [C] [B] [A] [C] [B] [A] AKIM 16.3 386 GUC [C] -.914 AKIM GERILIM TOPLAM DC GERILIM ISINIM Goto1 P GUC GUC -1485 gucgerilim INPUT 59.5 INVERTOR 1 SICAKLIK Güneş SEBEKE 5 [B] Goto [A] akimgerilim 39.4 Goto3 Şekil 5: 4,6 kw Gücünde Fotovoltaik Generatörün Modellenmesi Şekil 5 de Matlab Simulink ile modellenen 4,6 kw gücünde Fotovoltaik Generatör görülmektedir. Gaziantep te kurulmuş sistemin birebir modeli olup, alınan sonuçlar gerçek değerlerle örtüşmektedir. 5. Modellenen Güneş Pili Sunplast Marka ESP-3-L model güneş pilinin etiket değerleri; Güç=3, W, V mp =9,9 V, I mp =7,69 A, V oc =37, V, I sc =8.59 A, W= kg, 165 x 1 x 5mm, poli-si dir. Şekil 6 de Sunplast Marka ESP-3-L model güneş pilinin kataloğunda akım-gerilim ve güç-gerilim karakteristikleri görülmektedir. Şekil 7 de Matlab Simulink ile modellenen 4,6 kw gücünde Fotovoltaik Generatörün sabit 1 W/m gün ışığı ve 5 C ortam sıcaklığında Akım- Gerilim karakteristiği görülmektedir. Sistem Fotovoltaik panelden oluşmaktadır. Panellerin 1 tanesi birbirine seri olarak gruplandırılmıştır. Şekil 6: Güneş Pilinin Karakteristikleri [18] Şekil 7: Modellenen Güneş Pilinin Akım-Gerilim Karakteristiği 48

Şekil 8 de Matlab Simulink ile modellenen 4,6 kw gücünde Fotovoltaik Generatörün sabit 1 W/m gün ışığı ve 5 C ortam sıcaklığında Güç- Gerilim karakteristiği görülmektedir. 6.Gaziantepte kurulu Sistem Şekil 11: 3 Haziran 13 tarihinde saat saat elde edilen enerjiler Şekil 8: Modellenen Güneş Pilinin Güç-Gerilim Karakteristiği Şekil 9, 1, 11, 1 de Gaziantep te 4,6 kw gücünde; birisi sabit diğeri güneş izleyici olmak üzere kurulan iki ayrı sistemin karşılaştırılması yapılmıştır. 1,, 3, 4 Haziran tarihlerinde iki sistem saat saat karşılaştırılmıştır. Şekil 1: 4 Haziran 13 tarihinde saat saat elde edilen enerjiler Şekil 13 de 4,6 kw gücündeki; sabit ve güneş izleyici sistemlerin haftalık olarak günlere göre karşılaştırılması görülmektedir. Şekil 9: 1 Haziran 13 tarihinde saat saat elde edilen enerjiler Şekil 13: 7 Mayıs- Haziran 13 tarihinde gün gün elde edilen enerjiler Şekil 1: Haziran 13 tarihinde saat saat elde edilen enerjiler Şekil 14 de 4,6 kw gücündeki; sabit ve güneş izleyici sistemlerin 13 yılı Mayıs ayı içerisinde üretilen enerjinin aylık olarak günlere göre karşılaştırılması görülmektedir. 481

Şekil 14: 13 yılı Mayıs ayı içerisinde üretilen enerjilerin aylık olarak günlere göre karşılaştırılması 6.Sonuç Matlab Simulink ile gerçekleştirilen fotovoltaik güneş pilinin bir diyotlu matematiksel modeli ile başarılı bir şekilde Sunplast Marka ESP-3-L güneş pilinin benzetimi yapılmıştır. Ayrıca Gaziantep te Kurulu olan x4,6 kw gücündeki sistem birebir modellenmiştir. Model yardımıyla güneş pilinin enerji üretimini etkileyen ortam sıcaklığı ve güneş ışınımının etkileri incelenmiştir. Ayrıca modellenen fotovoltaik panelin parametrelerinden V mp, I mp, V oc, I sc in değişimlerinin üretimi nasıl etkilediği incelenmiştir. Fotovoltaik güneş pillerinin ortam ve parametrik değerleri bilindiği takdirde üretiminin değerlerinin hesaplana bilineceği görülmüştür. Oluşturulan model ile Fotovoltaik güneş pilinin akım-gerilim, güç-gerilim karakteristikleri sabit 1 W/m gün ışığı ve 5 C ortam sıcaklığında çizilmiş ve fotovoltaik panelin katalog karakteristikleri ile büyük ölçüde uyum sağladığı tespit edilmiştir. Güneş izleyici sistem ile sabit sistemin ayrıntılı karşılaştırılması yapılmış ve güneş izleyici sistemin Gaziantep şartlarında sabit sisteme göre çok daha başarılı olduğu görülmüştür. Mayıs ayı içerisinde 4,6 kw gücündeki güneş izleyicili sistem toplam 99 kwh enerji üretmesine rağmen 4,6 kw gücündeki sabit sistem 749 kwh enerji üretmiştir. Güneş izleyicili sistem % 3,17 daha fazla enerji üretmiştir. Sonuç olarak; fotovoltaik sistemler başarı ile modellenebilmekte ve güneş izleyici sistemler, sabit sistemlere göre Gaziantep şartlarına % 3 un üzerinde daha fazla enerji üretmektedir. 7.Kaynakça [1] D. C. Demir, Mikro denetleyici Tabanlı İzleme Sistem İle Güneş Panel Verim Optimizasyonu, Karadeniz Üniversitesi, Fen Bilimleri Enstitüsü, Elektrik-Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı, Yüksek Lisans Tezi, Trabzon, 7 [] İ. Nakir, Yıldız Teknik Üniversitesi, Fotovoltaik Güneş Panellerinde GTS Ve MGTS Kullanarak Verimliliğin Arttırılması, Fen Bilimleri Enstitüsü, Elektrik Mühendisliği Anabilim Dalı, Yüksek Lisans Tezi, İstanbul [3] N. Onat, S. Ersöz, Fotovoltaik sistemlerde maksimum güç noktası izleyici algoritmalarının karşılaştırılması, V. Yenilenebilir Enerji Kaynakları Sempozyum, 9, Diyarbakır [4] http://www.schoolgen.co.nz/img/schoolgen.diagram.gif [5] K. G. Şimsek, Elektrik enerjisi üreten fotovoltaik güneş Paneli sistemi fonksiyonel modellemesi, Hacettepe Üniversitesi, Fen Bilimleri Enstitüsü, Elektrik-Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı, Yüksek Lisans Tezi, İstanbul, 1 [6] http://www.alternative-energytutorials.com/images/stories/solar/alt3.gif [7] M. Karamanav, Güneş Enerjisi Ve Güneş Pilleri, Sakarya Üniversitesi, Fen Bilimleri Enstitüsü, Elektronik-Bilgisayar Eğitimi Anabilim Dalı, Yüksek Lisans Tezi, Sakarya, 7 [8] M. Ö. Yatak, Fotovoltaik Beslemeli Aralıklı Tip Bulanık Mantık Denetleyicili İki Kademeli Dönüştürücünün Gerçekleştirilmesi, Elektronik ve Bilgisayar Eğitimi Gazi Üniversitesi Bilişim Enstitüsü Doktora Tezi, 1, Ankara [9] M. Çetin, N. Eğrican, Güneş Enerjisi: Ekonomiye ve İstihdama Katkısı, Solar Future, 1,İstanbul [1] S. Rustemli, F. Dinçadam, M. Demirtaş, Güneş Pilleri İle Sıcak Su Elde Etme ve Sokak Aydınlatması, V. Yenilenebilir Enerji Kaynakları Sempozyum, 9, Diyarbakır [11] N. Onat, S. Ersöz, Fotovoltaik sistemlerde maksimum güç noktası izleyici algoritmalarının karşılaştırılması, V. Yenilenebilir Enerji Kaynakları Sempozyum, 9, Diyarbakır [1] Elektrik İşleri Etüt İdaresi Genel Müdürlüğü, http://www.eie.gov.tr/turkce/gunes/pvilke.html [13] M. Ö. Yatak, Fotovoltaik Beslemeli Aralıklı Tip Bulanık Mantık Denetleyicili İki Kademeli Dönüştürücünün Gerçekleştirilmesi, Elektronik ve Bilgisayar Eğitimi Gazi Üniversitesi Bilişim Enstitüsü Doktora Tezi, 1, Ankara [14] G. Walker, Evaluatıng MPPT Converter Topologıes Usıng A Matlab PV Model, University of Queensland, Australia [15] Şaban YILMAZ, Mustafa AKSU, Zafer ÖZER, Hasan Rıza ÖZÇALIK, Matlab İle Gerçekleştirilen Fotovoltaik (PV) Güneş Pili Modeli İle Güneş Enerjisi Üretimindeki Önemli Etkenlerin Tespit Edilmesi, ELECO 1,Bursa [16] G. Bayrak, M. Cebeci, 3,6 kw Gücündeki Fotovoltaik Generatörün Matlab Simulink İle Modellenmesi, Fırat Üniversitesi, Mühendislik Fakültesi, Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü, Elazığ [17] İ. H. Altaş, Foto voltaj Güneş Pilleri: Eşdeğer Devre Modelleri ve Günışığı ile Sıcaklığın Etkileri, Karadeniz Teknik Üniversitesi,1998 www.sunplast.com/pv.pdf 48

Dalga Enerji Sisteminden Beslenen Bir DA Motorunun Hız Kontrolü İçin Denetleyici Parametrelerinin PSO ile Optimizasyonu E. Sahin 1, E. Özkop, İ.H. Altas 3 1 Sürmene Abdullah Kanca Meslek Yüksek Okulu Karadeniz Teknik Üniversitesi, Çamburnu, Trabzon, TÜRKİYE esahin@ktu.edu.tr,3 Karadeniz Teknik Üniversitesi Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü, Mühendislik Fakültesi, 618, Trabzon, TÜRKİYE eozkop@ktu.edu.tr, 3 ihaltas@ktu.edu.tr Özetçe Bu çalışmada, dalga enerji dönüştürücülerinden (DED) elde edilen enerji ile beslenen bir sabit mıknatıslı doğru akım motorunun (SMDAM) hız kontrolü, klasik kontrol yöntemlerinden farklı olarak ağırlık katsayılı oransal-integral denetleyici (AKOİK) yardımıyla MATLAB/Simulink ortamında gerçeklenmiştir. Ağırlık katsayılı oransal-integral denetleyicinin parametrelerin ideal değerleri (K p, K i, K e ) parçacık sürü optimizasyonu yardımıyla, zaman ağırlıklı mutlak hatanın integralini minimum yapacak şekilde aratılmıştır. Elde edilen sonuçlar yorumlanarak değerlendirilmiştir. 1. Giriş Günümüzde fosil yakıtlardan sağlanan enerji kaynaklarının sınırlı olması ve hızla tüketilmeleri nedeniyle gelecek yıllarda enerji ihtiyacının karşılanması için hem temiz hem de sürekli enerji kaynaklarına yönelimler başlamıştır [1]. Bu neden ile yenilenebilir enerji kaynakları ile ilgili birçok çalışma yapılmaktadır. Dünya üzerinde dalga güç potansiyelinin yaklaşık olarak.5 TW olduğu tahmin edilmektedir ve bu enerjinin şu an %1 ile %5 aralığında elektrik enerjisine dönüştürülerek kullanıldığı bilinmektedir []. Ayrıca güneş ve rüzgâr gibi yenilenebilir enerji kaynaklarının güç yoğunluğundan bir kaç kat daha fazla güç yoğunluğuna sahip olması, dalga enerjisini daha da çekici hale getirmektedir [3]. Sabit mıknatıslı doğru akım motorları endüstride robot uygulamalarında, elektrikli araçlarda, süreç kontrolünde ve daha birçok alanda kullanılmaktadır. Düşük maliyetli olmaları, tasarımlarındaki esneklik, güvenilir ve dayanıklı olmaları sabit mıknatıslı doğru akım motorlarının endüstride bu kadar çok tercih edilme sebeplerinden bir kaçıdır [4]. Genelde hız ve pozisyon kontrolü yapılmak istenen sabit mıknatıslı doğru akım motorları ile ilgili birçok çalışma yapılmıştır ve bu çalışmaların çoğunda kontrol yapısı olarak oransal-integraltürevsel denetleyiciler ve bu denetleyicilerin değişik tasarımları kullanılmıştır. Birçok alternatif kontrol yöntemi bulunmasına rağmen, oransal integral denetleyiciler günümüzde halen endüstride en yaygın kullanılan denetleyicilerdir [4]. Bu tip denetleyicilerin iyi yönleri arasında yapısının basit, kullanışlı ve kararlı olması sayılabilir. Fakat kullanımında dikkat edilmesi gerekilen durum kontrol parametrelerinin düzgün ayarlanmasıdır. Bu parametrelerin ayarlanması ile ilgili birçok çalışma mevcuttur. Ayrıca son zamanlarda yapılan çalışmalarda, evrimsel algoritmalar bu parametrelerin ideal değerlerinin ayarlanmasında kullanılmaktadır. Bu çalışma da ise parçacık sürü optimizasyonu metodu kullanılarak oransal-integral denetleyici parametrelerinin uygun değerleri hesaplanmıştır. Ayrıca klasik denetleyici yapısına ek olarak ağırlık katsayılı oransal-integral denetleyici tasarlanarak sabit mıknatıslı doğru akım motorunun hız kontrolü yapılmıştır. Parçacık sürü optimizasyon yöntemi kullanılarak belirlenmek istenen denetleyici parametreleri, zaman ağırlıklı mutlak hatanın integralini minimum tutacak şekilde seçilmiştir. Ayrıca oransal-integral denetleyici tipine ek olarak ağılık katsayısı dâhil edilerek yeni bir denetleyici tasarımı gerçekleştirilmiştir. Bu çalışmada sıra ile. bölümde sistem modelinden, parçacık sürü optimizasyonundan, önerilen denetleyicinin 483

tasarımı ve sabit mıknatıslı doğru akım motorunun modelinden bahsedildikten sonra 3. bölümde, elde edilen benzetim sonuçları gösterilmektedir. 4. Bölümde ise sonuçlar tartışılarak yorumlanmıştır. H d va ( t) V cos( mt) cos( sin( mt)) T ( ) H d vb t V cos( mt) cos( sin( mt) ) T 3 (4). Sistem Modeli ve Benzetimi Dalga enerji dönüştürücüsünden sağlanan 3 fazlı alternatif gerilim pasif bir doğrultucu ile doğrultularak, filtrelendikten sonra kıyıcı yardımıyla sabit mıknatıslı doğru akım motorunun hız kontrolü gerçekleştirilir. Kıyıcı olarak IGBT ler kullanılmaktadır. Tasarlanan sistem şeması Şekil 1 de görülmektedir. v ( t) c H d V cos( mt) cos( sin( mt) ) T 3 Yukarıda verilen eşitlikler yardımıyla sabit mıknatıslı lineer jeneratörden üretilen 3 fazlı gerilim sistemi elde edilmektedir. Eşitliklerde yer alan parametrelerin açıklamaları ve değerleri Ek kısmında verilmektedir. Şamandıra Sabit mıknatıslı lineer jeneratör A B C Dalga enerji konventörü a b c Pasif doğrultucu - L C LC Filtre PSO bazlı Ağırlık katsayılı Oransal-İntegral kontrolör - W referans Kıyıcı W ölçülen Şekil 1: Tasarlanan sistem şeması. SMDA motoru Hız algılayıcı Şekil 1 de görülen sistem şemasında yer alan dalga enerji dönüştürücüsü, sabit mıknatıslı doğru akım motoru ve ağırlık katsayılı oransal-integral denetleyici tasarımları sıra ile açıklanmaktadır..1. Dalga enerji dönüştürücüsü Dalga enerji dönüştürücüsü sisteminde kullanılan birçok jeneratör tipi bulunmaktadır. Bu çalışma da ise sabit mıknatıslı lineer jeneratör modellenmiştir [5-6]. Dalga modeli denklemi aşağıda görülmektedir. W S H sin( t) (1) T T Yukarıda verilen eşitlikte H dalga yüksekliği, T dalga periyodu olarak açıklanmaktadır. Şamandıranın düşey yaptığı yer değişikliğine, d, ve manyetik dalga boyuna, λ, bağlı olarak sabit mıknatıslar değişken akı üretmektedir. Bobinler de indüklenen gerilim () de ve faz gerilimi(3) te sırası ile görülmektedir. d v( t) N () dt ( ) d v t V cos( mt) cos( sin( mt) ) () ve (3) eşitliklerinde verilen, N bobinlerin sarım sayısı, V faz-nötr tepe gerilimi değeri, w m dalga frekansı ve faz acısı olarak açıklanmaktadır. Dalga modelini içeren üç fazlı gerilim eşitlikleri (4) te görülmektedir. (3).. Sabit mıknatıslı doğru akım motoru Sabit mıknatıslı bir doğru akım motoru, gerilim kaynağından almış olduğu elektrik enerjisini manyetik alan yardımıyla mekanik enerjiye dönüştürür. Bu çalışmada modellenen sabit mıknatıslı doğru akım motoruna ait parametrelerin değerleri ek kısmında verilmektedir. Motorun endüvi bobini sıra ile bir endüktans (L m ), seri bir direnç (R m ) ve indüklenen gerilimden (e m ) meydana gelmektedir. Aşağıda endüvi akımı (i a )ve açısal hıza (w m ) ait diferansiyel denklemler görülmektedir [7]. di dt dw dt R K a m t ( ) ia Lm m K B ) e L T m m t m l ( wm (5) J m J m Yük momenti (T l ), lineer olmayan atalet (J m ) ve viskoz sürtünme (B m ) parametrelerine ait denklemler sırası ile (6) da görülmektedir. T K K w K w J l B m m 1 m m J J w J w (6) 1 m m B B w B w 1 m m Verilen eşitlikler yardımıyla sabit mıknatıslı doğru akım motorunun modeli Matlab/Simulink programı kullanılarak oluşturulmuştur..3. Ağırlık katsayılı oransal-integral denetleyici Bu çalışmada klasik bir oransal-integral denetleyicinin ürettiği kontrol sinyaline, hatanın karesinin, K e kazancı ile çarpımının da eklendiği bir ağırlık katsayılı oransal-integral denetleyici tipi önerilmiştir. Bu denetleyicinin zaman çözüm kümesindeki karşılığı aşağıda gösterilmektedir. u( t) K e( t) K e( t) dt K e( t) p t i e (7) 484

Yukarıda önerilen denetleyici sisteminde K p oransal katsayı, K i integral katsayısı ve K e hatanın karesinin katsayısı olarak sembollendirilmiş ve bu katsayıların ideal değerleri zaman ağırlıklı mutlak hatanın integralini minimum yapacak şekilde parçacık sürü optimizasyon yöntemi kullanılarak hesaplanmıştır. Denetleyici sisteminin blok diyagramları kullanılarak oluşturulmuş hali aşağıda gösterilmektedir. 1 Wact Wref e PSO bazlı Ağırlık katsayılı Oransal-İntegral kontrolör u abs 9 zaman u Uref Pulses Discrete PWM üreteci 1 Hz K Ts z-1 1 z zamhi S 1 Hesaplatıldıktan sonra hafızaya alınan zaman ağırlıklı mutlak hatanın integrali değeri Hata K p 1 s X K i K e Kontrol işareti Şekil : Ağırlık katsayılı oransal-integral denetleyici modeli..3.1. Zaman ağırlıklı mutlak hatanın integrali ölçütü Bu denetleyici yönteminde, zaman ağırlıklı mutlak hatanın integrali kriterini minimum yapacak denetleyici parametreleri parçacık sürü optimizasyon yöntemiyle aratılmıştır. Bilindiği üzere kontrol sistemlerinin performanslarını ölçmek için kullanılan birkaç kıstas vardır. Bunlar içerisinde en yaygın olarak kullanılan üç tanesi hatanın karesinin integrali, hatanın mutlak değerinin integrali ve zaman ağırlıklı mutlak hatanın integralidir. Bu çalışmada kullanılan performans ölçütünün yani zaman ağırlıklı mutlak hatanın integralinin (Zamhi) matematiksel ifadesi (8) de verilmektedir. Zamhi t e( t) dt (8) Genelde yapılan çalışmalarda zaman ağırlıklı mutlak hatanın integrali ölçütünün gerçeklemesinin zor olması nedeniyle pek tercih edilmektedir [8]. Bu ölçütün blok diyagramları yardımıyla hesaplanması için kurulan sistem modeli Şekil 3 te gösterilmektedir. Zamhi isimli blok yardımıyla her bir parametre için hesaplatılan amaç fonksiyonunun değerleri hafızada tutularak, bu değeri minimum yapan parametreler en ideal parametre olarak program tarafından seçilmektedir. Şekil 3: Zamhi ölçütünün hesaplanması..3..parçacık sürü optimizasyonu (PSO) Sezgisel ve olasılık tabanlı evrimsel optimizasyon yöntemlerinden biri olan parçacık sürü optimizasyon yöntemi Kennedy ve Eberhart tarafından geliştirilmiştir [9-1]. Bu yöntem kuş ve balık sürülerinin hareketlerinden esinlenilerek çok parametreli, çok değişkenli ve doğrusal olmayan nümerik problemlerin çözülmesinde kullanılmaktadır [11]. Yöntemin işleyiş süreci ve ana basamakları sırayla aşağıda görülmektedir [1]. a) Parçacık popülasyonunda bulunan her bir parçacığın pozisyonunun ve hızının rastgele belirlenmesi. b) Sürüde yer alan her bir parçacığın pozisyonuna ve hızına bağlı olarak amaç fonksiyonun hesaplanması. c) Her sayımda parçacıkların en iyi amaç fonksiyon değerlerinin bir önceki değerle karşılaştırılarak P en_iyi değerinin bulunması. Yani yerel minimum değerlerinin hesaplanması. d) Sürü içerisinde yer alan parçacıkların P en_iyi değerlerinin karşılaştırılarak sürünün en iyi amaç fonksiyonu değeri G en_iyi nin hesaplanması. e) Aşağıda verilen eşitlikler yardımıyla parçacıkların hızının ve pozisyonunun güncelleştirilmesi. Vid w Vid C r1 ( Pen _ iyi X id ) C r ( Gen _ X id id X 1 iyi id X V (9) id ) f) Sürecin, (a) ve (e) basamakları arasında nüfus büyüklüğüne ve iterasyon sayısına bağlı olarak tekrar etmesi. (e) basamağında verilen eşitliklerdeki sembollerin açıklamaları ek kısmında verilmektedir. Bu çalışmada amaç fonksiyonu yani minimum değeri aranılan değer zaman ağırlıklı mutlak hatanın integralidir. 485

Zamhi değerleri Ortalama motor gerilimi (V) Hız (rad/s) İndüklenen akım (A) İndüklenen gerilim (V) Otomatik Kontrol Ulusal Toplantısı, TOK13, 6-8 Eylül 13, Malatya 3. Benzetim sonuçları Şekil 1 de verilen sistem şemasının Matlab/Simulink yardımıyla oluşturulmuş hali Şekil 4 te gösterilmektedir. Sistem beslemesinde kullanılan dalga enerji dönüştürücüsünden elde edilen gerilim ve akım değerleri Şekil 6 da gösterilmektedir. 4 Va Vb Vc W_olculen Group 1 Signal 1 Signal Signal Builder A aa B bb C c C Manual Switch W_olculen A B C Wact S Wref PSO bazlı Agirlik katsayili oransal-integral kontrollor Scope9 y_out a aa A b bb B c c C C pulses pulses - L Vabc_B1 Iabc_B1 C Vabc_B1 Vabc_B Vabc_B Iabc_B Scope3 Scope4 Iabc_B1 Iabc_B pulses g A Ia A - Te B -A W (rad/sec) Kıyıcı (IGBT) SMDA Motor Discrete, Ts = 1e-5 s. powergui Ia I_a To Workspace Te T_e To Workspace3 W_olculen - -4 1 3 4 5 6 7 8 9 Zaman (sn.) 4-1 3 4 5 6 7 8 9 Zaman (sn.) Ia Ib Ic WEK B1 barasi Kaynak empedansi B barasi Pasif dogrultucu v - Scope Vdc Şekil 6: Dalga enerji dönüştürücüsünün çıkışları. Şekil 4: Sistem şemasının Matlab/Simulink ile kurulumu. Parçacık sürü optimizasyonu yöntemi ile optimum değerleri aratılan K p, K i ve K e katsayılarının her bir iterasyon sonunda bulunan değerleri ve bu değerler için hesaplanan zaman ağırlıklı mutlak hatanın integrali Tablo 1 de gösterilmektedir. Parametrelerin değer aralıkları, popülasyon değeri ve iterasyon sayısı gibi program ile ilgili gerekli bilgiler ek kısmında verilmektedir Tablo 1: PSO yöntemi kullanılarak 1 iterasyon sonunda elde edilen parametre ve zamhi değerleri. Parçacık sürü optimizasyonu yöntemi ile zaman ağırlıklı mutlak hatanın integralini en küçük yapacak denetleyici parametreleri belirlendikten sonra sabit mıknatıslı doğru akım motorunun hız kontrolü sonucu Şekil 7 de verilmektedir. 16 1 8 4-4 -8-1 -16 Wölçülen Wref - 1 3 4 5 6 7 8 9 Zaman (sn.) Şekil 7: Sabit mıknatıslı doğru akım motorunun hız kontrolü. Ortalama motor geriliminin zamana bağlı değişimini gösteren grafik Şekil 8 de gösterilmektedir. 1 Her bir iterasyon sonucunda elde edilen minimum, ortalama ve en minimum zaman ağırlıklı mutlak hatanın integrali değerleri Şekil 5 de çizdirilmiştir. -1 5. 5 4.8 min(zamhi) ort(zamhi) en-min(zamhi) - 1 3 4 5 6 7 8 9 Zaman (sn.) Şekil 8:Ortalama motor geriliminin zamana bağlı değişimi. 4.6 4.4 Endüvi akımının (I a ) zamana bağlı değişimini gösteren grafik Şekil 9 da verilmiştir. 4. 1 3 4 5 6 7 8 9 1 İterasyon sayısı Şekil 5:Her bir iterasyon sonunda elde edilen Zamhi değerleri. 486

Te (Nm) Akım (A) Otomatik Kontrol Ulusal Toplantısı, TOK13, 6-8 Eylül 13, Malatya 4 3 1-1 - 1 3 4 5 6 7 8 9 Zaman (s) Şekil 9:Endüvi akımının zamana bağlı değişimi. Son olarak ise motorun ürettiği elektriksel torkun zamana bağlı değişimini gösteren grafik aşağıda verilmiştir. 3 1 Atalet sabitleri (J m ) J =14.4 1-3, J 1 =6.6 1-5, J =1.595 1-6 Yük momenti sabitleri (T l ) K =1.48, K 1 =7.4 1-3, K =8.14 1-5 Filtre L=1 1-6 H, C=47 1-6 Parçacık sürü optimisazyonu parametreleri Sürünün büyüklüğü 1 Parametre sayısı 3 İterasyon sayısı 1 Bilişsel parametre (C 1 ) 1 Sosyal parametre (C ) 3 Ağırlık indeksi (w) (1-iter No.)/1 r 1, r Rastgele sayılar (,1) Aratılan parametrelerin değer aralıkları <K p <15 <K i <3 <K e <1-1 - 1 3 4 5 6 7 8 9 Zaman (sn.) Şekil 1:Elektriksel torkun zamana bağlı değişimi. 4. Değerlendirmeler ve yorumlar Bu çalışmada klasik oransal-integral denetleyicilerden farklı olarak ağırlık katsayılı oransal-integral denetleyici tipi denenmiştir. Önerilen denetleyici, kıyıcı yardımıyla sabit mıknatıslı doğru akım motorunun hız kontrolünü yapmak için kullanılmıştır. Kullanılan ağırlık katsayılı oransal-integral denetleyici yapısıyla, dinamik bir şekilde referans hız sinyali takip edilmiştir. Sistemin enerji ihtiyacı ise bir dalga enerji dönüştürücüsünden karşılanmıştır. EK Tablo : Sistem parametreleri Dalga enerji dönüştürücüsü Dalga yüksekliği (H).76 m Dalga periyodu (T) 5.61 sn. Dikey yer değiştirme (d) 1 m Manyetik dalga boyu (λ).1 m Faz-nötr tepe gerilimi ( V ) 8 V Sabit mıknatıslı doğru akım motoru Endüktans (L m ).1 H Direnç (R m ) 1.5 Ω Zıt emk sabiti (K e ).636 V.sn/rad Viskoz sürtünme sabitleri (B m ) B =5.8 1-3, B 1 =5 1-6, B =.4 1-6 Kaynakça [1] WEC, Deciding the future: Energy Policy Scenarios to 5,World Energy Council, September, 7. [] Boström C., Waters R., Lejerskog E., Svensson O., Stålberg M., Strömstedt E., and Leijon M., Study of a Wave Energy Converter Connected to a Nonlinear Load, IEEE Journal Of Oceanic Engineering, Vol. 34, No., April 9. [3] M. Ruellan, H. Ben Ahmed, B. Multon, C. Josset, A. Babarit and A.H. Clement, Design Methodogy for SEAREV Wave Energy Converter, IEEE International Electric Machines & Drives Conference, IEMDC 7, vol, pp. 1384-1389, 7. [4] Adel M. Sharaf, Adel A. A. El-Gammal, An Integral Squared Error-ISE Optimal Parameters Tuning of Modified PID Controller for Industrial PMDC Motor Based on Particle Swarm Optimization-PSO, IPEMC 9, pp. 1953-1959. [5] J.K.H. Shek, D.E. Macpherson, M.A. Mueller, and J. Xiang, Reaction Force Control of a Linear Electrical Generator for Direct Drive Wave Energy Conversion, IET Renewable Power Generation, vol.1, no. 1, pp. 17-4, 7R. C. Nelson, 1998, Flight Stability and Automatic Control, McGraw Hill, Second Edition. [6] F.T. Pinto and R. Silva, Specific Kinetic Energy Concept for Regular Waves, Ocean Engineering, vol. 33,. 1, pp. 183-198, 6 [7] E. Ozkop, I.H. Altas and A.M. Sharaf, A Novel Fuzzy Logic Tansigmoid Controller for Wave Energy Converter- Grid Interface Dc Energy Utilization Farm, IEEE 9, pp. 1184-1187 487

[8] Fernando G. Martins, Tuning PID Controllers Using the ITAE Criterion, Int. J. Engng Ed. Vol. 1, No. 5, pp. 867-873, 5 [9] J. Kennedy and R. Eberhart, Particle Swarm Optimization, Proceedings, IEEE International Conf. on Neural Networks, vol. 4, pp. 194-1948 [1]Y. Shi and R. Eberhart, Empirical sduty of particle swarm optimization, Proceedings of the 1999 Congress on Evolutionary Computation, vol. 3, 1999 [11]S. Akyol ve B. Alataş, Güncel Sürü Zekası Optimizasyon Yöntemleri, Nevşehir Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitü Dergisi 1, 36-5, 1 [1]X. Yu, M. Gen, Introduction to Evolutionary Algorithms, 1 st Edition, 1, XVI, 4 p., 168 illus. 488

Zaman Gecikmeli Yük Frekans Kontrol Sisteminin Sönüm Faktörüne Bağlı Kararlılık Analizi Saffet Ayasun, Şahin Sönmez Elektrik ve Elektronik Mühendisliği Bölümü Niğde Üniversitesi, Niğde sayasun@nigde.edu.tr sahinsonmez@nigde.edu.tr Özetçe Güç sistemlerinde akım, gerilim, güç, frekans vb. elektriksel büyüklükleri ölçmek için fazör ölçüm birimleri (PMU) kullanılmaktadır. Fazör ölçüm ünitelerinden elde edilen veriler, merkezi kontrolörlere aktarılmakta ve merkezi kontrolörden santrallere kontrol sinyalleri gönderilmektedir. Bu nedenle, PMU lar ve haberleşme ağları yaygın olarak kullanılmaktadır. PMU'lar ve haberleşme ağlarının kullanımı, sistem dinamiğini ve kararlılığını olumsuz etkiyecek zaman gecikmelerine neden olmaktadır. Ayrıca zaman gecikmelerinden dolayı sistemin kararlılığını olumsuz etkileyecek aşırı salınımlar oluşmaktadır. Bu çalışmada, bir bölgeli yük frekans kontrol sisteminin kararlılığını etkileyen ve zaman gecikmesinden dolayı oluşan aşırı salınımların, sönüm faktörüne bağlı olarak sönümlenmesi incelenmiştir. İlk olarak, belirlenen sönüm faktörü ve denetleyici kazanç değerlerinde zaman gecikmeleri analitik bir yöntem kullanılarak belirlenmiştir. Analitik yöntemle elde edilen zaman gecikme değerlerinin doğruluğu Matlab/Simulink programı kullanılarak gösterilmiştir. 1. Giriş Yük frekans kontrol sistemi, her bir kontrol bölgesinde yük ile üretim arasındaki dengeyi sağlamak ve dolayısı ile sistem frekansındaki değişimleri yok etmek amacı ile uzun yıllardan beri elektrik güç sistemlerinin kontrolünde yaygın olarak kullanılmaktadır [1]. Yük frekans kontrol sistemlerinde, akım, gerilim, güç, frekans vb. büyüklükleri ölçmek için PMU lar ve bunlardan elde edilen verileri merkezi kontrolörlere aktarmak ve kontrol merkezinden santrallere kontrol sinyallerini göndermek gerekmektedir. Bu nedenle, PMU lar ve haberleşme ağları yaygın olarak kullanılmaktadır. PMU lar ve haberleşme ağlarının yaygın kullanımı, sistem dinamik ve kararlılığını olumsuz etkiyecek zaman gecikmelerine sebep olmaktadır [-7]. Fazör ölçüm üniteleri, sistemin gerilim, akım, faz açısı, frekans, güç vb. dinamik verileri hızlı Fourier dönüşümlerini kullanarak ölçen donanımlardır [8]. Elektrik güç sistemlerinin kontrolünde, ölçülen verileri uzak mesafelere aktarmak için telefon hatları, fiber optik kablo hatları, enerji iletim hatları, uydu veya internet gibi çok değişik haberleşme ağları kullanılmaktadır []. PMU ların kullanımından dolayı sistemde gerilim transdüser gecikmesi ve veri işleme gecikmesinden oluşan toplam veri ölçüm zaman gecikmeleri gözlenmektedir. Toplam ölçüm zaman gecikmeleri genellikle milisaniye mertebesinde olmaktadır. Kullanılan haberleşme ağının tipine bağlı olarak, yük frekans kontrol sistemlerinde, toplam haberleşme gecikmesinin 5-15 s aralığında olabileceği gözlemlenmiştir [6]. Yük frekans kontrolünde merkezi kontrolör ile yapılan veri transferi sırasında yaşanan zaman gecikmelerinden dolayı sistemin tepkisinde sönümlenmesi güç olan salınımlar meydana gelmektedir. Bu durum, sistemin dinamiğini ve kararlılığını olumsuz etkileyebilmektedir. Pratikte sistemin uzun süreli ve büyük genlikli salınımlarda salınım yaparak çalışması istenmemektedir Bu nedenle, veri transferinin sistemin sınırda kararlı olacağı maksimum zaman gecikmesinden mümkün olduğunca daha kısa sürede yapılmasını sağlayacak sönüm faktörü indeksi kullanılmaktadır [9]. Ayrıca kontrolör tasarımı da dikkate alınarak daha kısa sürede salınımların sönümlenmesi ve sistemin daha kısa sürede kararlı yapıya ulaşması sağlanabilir. Sistemin zaman gecikmesini analitik olarak hesaplamaya imkan veren temelde iki ayrı yöntem vardır. Bunlardan birincisi, Lyapunov kararlılık teorisi ve doğrusal matris eşitsizliklerini kullanan zaman düzlemindeki yöntemlerdir [3, 7]. İkinci grup yöntemler ise, zaman gecikmesi içeren sistemin sanal eksen üzerindeki özdeğer veya kutuplarını hesaplayan frekans düzlemindeki yöntemlerdir [1-14]. Bu çalışmada, üstel terimin yok edilmesi yöntemi kullanılarak bir bölgeli yük frekans kontrol sisteminin sönüm faktörüne bağlı olarak kararlılık analizi yapılmıştır [1]. Önerilen bu yöntem, herhangi bir yaklaşıklık içermeyen analitik bir prosedürdür. Bu yöntem, zaman gecikmesi içeren elektrik güç sistemlerinin küçük sinyal kararlılık, zaman gecikmeli jeneratör uyarma kontrol sisteminin kararlılığı ve zaman gecikmeli yük frekans kontrol sisteminin kararlılık analizlerinde etkin bir şekilde kullanılmıştır [15-17]. Bu çalışmada ilk olarak, üstel terimin yok edilmesi yöntemi kullanılarak farklı sönüm faktörü ve integral denetleyici kazanç değerlerinde sistemin zaman gecikmesi değerleri teorik olarak hesaplanmıştır. Teorik sonuçların doğruluğu Matlab/Simulink programı kullanılarak gösterilmiştir [18]. Benzetim çalışmaları, sönüm faktörünün sanal eksenden sol yarı düzleme doğru uzaklaştırılması durumunda zaman gecikmesinin azaldığı ve buna bağlı olarak sistemdeki salınımların kısa sürede sönümlendiğini göstermektedir. 489

β 1 R P d ACE e sτ K I K P S 1 1 st g P v 1 1 st ch P m 1 Ms D f Şekil 1: Bir bölgeli yük frekans kontrol sisteminin dinamik modeli.. Zaman Gecikmeli Yük Frekans Kontrol Sistemi Yük frekans kontrol sistemlerinin modellenmesi ve analizinde, doğrusal sistem modelleri yaygın olarak kullanılmaktadır. Şekil 1 de blok diyagramı verilen bir bölgeli yük frekans kontrol sisteminin dinamik modeli aşağıdaki biçimde ifade edilebilir [1, 7, 17]: xɺ ( t) = Ax( t) Bu( t) F P d y( t) = Cx( t) Sisteme ait durum değişkenleri, çıkış değişkenleri ve matrisler aşağıdaki gibidir: x( t) = f Pm Pv ACE y( t) = ACE ACE T D 1 M M 1 1 T 1 ch T A = ch, B =, 1 1 T g RTg T g β 1 β F =, C M = 1 Burada, f, Pm, Pv, Pd sırası ile frekans, jeneratör mekanik giriş gücü, vananın konumu ve yükteki değişimi ifade etmektedir. ACE ve ACE ise bölge kontrol hata sinyali ve onun integralini göstermektedir. M, D, T g, T ch ve R sırası ile jeneratör eylemsizlik momenti, jeneratör sönüm katsayısı, devir sayısı regülatörü ve türbin zaman sabitleri ve hız regülasyon yüzdesi ya da düşüşünü ifade etmektedir. Bir bölgeli yük frekans kontrol sisteminde net bağlantı hattı güç değişimi olmadığından, bölge kontrol hatası (ACE) ACE T (1) = β f () biçiminde tanımlanmaktadır. Burada, β ise frekans yönelim faktörüdür. Analizleri basitleştirmek için, kontrol merkezi ile santral arasında, kontrol sinyalinin transferinden kaynaklanan zaman gecikmesi, ACE sinyalinin iletilmesinde ortaya çıkan gecikme miktarı ile toplanıp tek bir zaman gecikmesi olarak s ifade edilmiş ve Şekil 1 de e τ ile gösterilmiştir [3, 7, 17]. Bu durumda, Şekil 1 den görüldüğü üzere, oransal-integral (PI) denetleyicinin girişi ACE sinyalidir. u( t) = KP ACE KI ACE = Ky( t τ ) = KCx( t τ ) (3) Burada K = [ KP KI ], K P ve K I sırası ile oransal ve integral kazançlardır. Denklem (3) de verilen giriş sinyali, (1) nolu denklemde yerine yazılırsa, bir bölgeli yük frekans kontrol sisteminin kapalı çevrim modeli xɺ ( t) = Ax( t) Ad x( t τ ) F Pd y( t) = Cx( t) biçiminde olmaktadır. Burada Ad (4) = BKC olarak ifade edilmektedir. Bu kapalı çevrim sistemin zaman gecikmesine bağlı kararlılık analizlerinin yapılabilmesi için öncelikle, sisteme ait karakteristik denklemin elde edilmesi gerekmektedir. Karakteristik denklem sτ sτ ( s, τ ) = det si A Ad e = P( s) Q( s) e = biçiminde elde edilir. Burada, τ toplam zaman gecikmesini, P( s ) ve Q( s ) ise reel katsayılı polinomları ifade etmektedir. Bu polinomlar ve ilgili katsayıları, sistem kazanç ve zaman sabitleri cinsinden aşağıda verilmiştir. 4 3 P( s) = p4s p3s ps p1s Q( s) = q1s q P( s ) ve Q( s ) polinom katsayıları aşağıdaki gibidir. p4 = RTgTchM, p3 = MRTch RDTgTch RTgM, p = MR RDTch RTgD, p1 = RD 1 β β q1 = RKP, q = RKI 3. Kararlılık Analizi 3.1. Kararlılık ve Sönüm Faktörünün Zaman Gecikmesine Etkisi Yük frekans kontrol sisteminin kararlılık analizini yapabilmek için, sisteme ait Denklem (5) de verilen karakteristik denklemin köklerinin, zaman gecikmesine bağlı olarak nasıl değiştiğinin analiz edilmesi gerekmektedir. Ancak, Denklem (5) ile verilen karakteristik denklemde zaman gecikmesinden s dolayı üstel terim ( e τ ) bulunmakta ve bu durum, köklerin belirlenmesini oldukça karmaşık hale getirmektedir. Üstel terimin mevcudiyeti, karakteristik denklemin sonsuz adet (5) (6) (7) 49

köke sahip olmasına neden olmaktadır. Sonsuz adet kökün değeri ve bunların zaman gecikmesi τ nun değişimine göre nasıl değişebileceğinin analiz edilmesi oldukça zor bir problemdir. Ancak, kararlılık analizi yapabilmek için, bütün köklerin belirlenmesi zorunlu değildir. Köklerden hangilerinin zaman gecikmesine göre nasıl değişeceğinin belirlenmesi kararlılık analizleri açısından yeterli olmaktadır. Yük frekans kontrol sisteminin kararlı olabilmesi için, karakteristik denkleme ait tüm kökler kompleks düzlemin sol yarı bölgesinde bulunmalıdır. τ = τ = τ σ s = σ jω s = σ jω jω σ jω τ c jω jω c jω c σ ( s, τ ), s C (8) Burada, C kompleks düzlemin sağ yarı bölgesini göstermektedir. Toplam zaman gecikmesi τ nun değişimi ile köklerden bazılarının konumunun değişeceği muhakkaktır. Kararlı olan bir sistemin köklerinin zaman gecikmesi τ nun değişimine göre sağ yarı bölgeye doğru hareketi Şekil de grafiksel olarak gösterilebilir. Şekil de görüldüğü üzere sistemde herhangi bir zaman gecikmesi olmadığında ( τ = ), kökler kompleks düzlemin sol yarı bölgesinde bulunmakta ve dolayısı ile yük frekans kontrol sistemi kararlı olmaktadır. Zaman gecikmesi τ artırıldığında, bir çift kompleks kök ( s = σ ± jω ), sol yarı bölge içerisinde, sağ yarı bölgeye doğru hareket etmeye başlayabilir. Son olarak sistemin sonlu bir zaman gecikme değerinde τ = τc, sanal ekseni s = ± jωc noktalarında kestiği anda, sistemin tepkisinde sönümlenmeyen salınımlar meydana gelir. Bu zaman gecikmesi, yük frekans kontrol sisteminin sınırda kararlı olacağı maksimum zaman gecikme değerini göstermektedir. Ancak, sistem frekansında gözlemlenen sönümlenmeyen salınımlar istenmeyen bir durumdur ve zaman gecikmesinin τ = τ c değerinden daha küçük olması pratik açıdan gereklidir. Frekansta gözlemlenen salınımların sönümlenebilmesi için, kompleks kökler sol yarı bölgede belirlenen bir bölgenin daha sağına geçmemelidir. Bu amaçla, köklerin reel kısmı istenen bir σ değerinden daha küçük olmalıdır. Köklerin reel kısmının mutlak değeri σ sönüm faktörü olarak bilinmektedir. Kompleks köklerin σ dikey doğrusunu kestiği zaman gecikme değeri τ σ daha pratik bir değer olup, zaman gecikmesinin üst limitini ifade etmektedir. Zaman gecikmesinin bu üst limit değeri, hem sistem kararlılığını ve hem de salınımların sönümlenmesini sağlayacak bir zaman gecikme değeri olmaktadır. Şekil den görüldüğü üzere s = ± jωc kökleri, sanal ekseni τ = τc değerinde kesmektedir ve bu durum için sönüm faktörü uygulanmamıştır. Kökler, τ = τ σ için, belirlenen σ sönüm faktörü değerinde dikey olarak belirtilen ekseni s = ± jω noktalarında kesmektedir. Bu durumda, sistemin tepkisinde meydana gelen salınımların hem genliğinin hem de sönümlenme süresinin sönüm faktörünün uygulanmadığı duruma göre daha kısa olacağı aşikardır. Dolayısı ile sistemin köklerinin hangi zaman gecikme değerinde, s = σ dikey doğrusunu keseceğinin belirlenmesi gerekmektedir. Bir sonraki bölümde, sistemin belirlenen σ değerindeki zaman gecikmesini teorik olarak hesaplama imkanı sunan analitik bir yöntem verilmiş ve yük frekans kontrol sistemine uygulanmıştır. Şekil : Karakteristik denklemin köklerinin zaman gecikmesine göre değişimi. 3.. Zaman Gecikmesinin Hesaplanması: Üstel Terimin Eliminasyonu Yöntemi Yük frekans kontrol sisteminin kararlı olabilmesi için gerek ve yeter koşul, Denklem (5) de verilen karakteristik denkleme ait köklerin, kompleks düzlemin sol yarı bölgesinde bulunmasıdır. Karakteristik denklemin sanal eksenden sol yarı kararlılık bölgesine doğru herhangi bir noktadaki kökünün değeri ayrıca, bu noktadaki zaman gecikmesi değerinin üstel terimin yok edilmesi yöntemi ile hesaplanabilmesi için, sanal eksen, s = σ dikey doğrusuna taşınmalıdır. Bu taşıma, s = s σ dönüşümü ile gerçekleştirilebilir. Bu durumda, Denklem (5) de verilen karakteristik denklemde s = s σ yazılarak aşağıda verilen yeni karakteristik denklem elde edilir. s τ ( s, τ, σ ) = P( s ) Q( s ) e (9) 4 3 4 3 1 P( s ) = x s x s x s x s x Q( s ) = y s y 1 P( s ) ve Q( s ) polinom katsayıları aşağıda verilmiştir. x4 = p4, x3 = p3-4 σ p4, x = p - 3σ p3 6σ p4 3 x1 = p1 - σ p 3σ p3-4 σ p 4, 4 3 x = σ p4 -σ p3 σ p - σ p1, y1 = q1, y = q -σ q1 (1) (11) Dikkat edilecek olursa, Denklem (9) un s = ± jω sanal kökleri, Denklem (5) in s = σ ± jω köklerine karşılık gelmektedir. Denklem (9) un s = ± jω kompleks köklerinin olacağı maksimum zaman gecikme değeri τ σ üstel terimin yok edilmesi yöntemi ile kolaylıkla hesaplanabilir. Bu yöntemin kullanılma amacı, Denklem (9) un ( s = ± jω ) olacağı zaman gecikmesi değerini analitik olarak hesaplamaktır. Kompleks kökler eşlenik olarak bulunacağından hem s = jω ve hem de s = jω kökleri Denklem (9) da verilen yeni karakteristik denklemi sağlayacaktır. Bu kök değerleri Denklem (9) da yerine yazılarak aşağıda verilen iki denklem kolaylıkla elde edilebilir. jωτ P( jω) Q( jω) e = jωτ P( jω) Q( jω) e = (1) 491

Yukarıda verilen iki denklem arasından üstel terim yok edilecek olursa, aşağıda verilen ω nin fonksiyonu olan bir polinom elde edilir [1, 15]. W ( ω ) = P( jω) P( jω) Q( jω) Q( jω) = (13) Denklem (1) da verilen P( s ) ve Q( s ) polinomları Denklem (13) de yerine yazılacak olursa, yük frekans kontrol sistemine ait aşağıda verilen yeni bir karakteristik denklem elde edilir. 8 6 4 8 6 4 W ( ω ) = t ω t ω t ω t ω t = (14) Elde edilen bu yeni karakteristik polinomun katsayıları aşağıda verilmiştir. t8 = x4 ; t6 = x3 x4x; t4 = x x3 x1 xx4; t = x1 y1 xx; t = T y ; (15) Dikkat edilecek olursa, Denklem (9) daki üstel terim içeren karakteristik denklem, üstel terim içermeyen Denklem (14) de verilen sıradan bir polinoma dönüştürülmüştür. Bu yeni polinomun pozitif reel kökleri, ω > s = ± jω Denklem (9) da verilen karakteristik denklemin sanal eksen üzerindeki köklerine eşit olmaktadır. Doğal olarak, Denklem (14) de verilen polinomun reel kökleri, üstel terim içeren karakteristik denklemin sanal eksen üzerinde bulunan köklerinden daha kolay bir biçimde hesaplanabilir. Denklem (14) de verilen polinomun köklerinin alacağı değerlere göre, aşağıdaki durumlar ortaya çıkabilir. i) Bu polinomun hiçbir pozitif reel kökü olmayabilir. Bunun anlamı, Denklem (1) da verilen karakteristik denklemin sanal eksen üzerinde herhangi bir kökünün mevcut olmadığıdır. Bu durumda, zaman gecikmesi, sistemin kararlılığını etkilememekte ve sistem zaman gecikmesinin tüm sonlu değerleri için, zaman gecikmesinden bağımsız her zaman kararlı olmaktadır. ii) Bu denklemin en az bir adet pozitif reel kökü olabilir. Bunun anlamı, Denklem (1) da verilen karakteristik denklemin σ sönüm faktörü değerlerini dikey doğrultuda kesen eksen üzerinde en az bir çift kompleks eşlenik ( s = ± jω) kökünün var olduğudur. Bu durumda, sistemin kararlılığı, zaman gecikmesine bağlı olarak değişmektedir. Herhangi bir pozitif reel kök ω için, ilgili zaman gecikme değerini hesaplamaya imkan veren analitik bir formül, Denklem (1) kullanılarak aşağıdaki biçimde elde edilir [1, 15]: ( j ω, τ ) = P( jω) Q( jω) e jωτ = P( j ) e jωτ ω = cos ( ωτ ) jsin( ωτ ) = Q( jω) P( jω) cos( ωτ ) = Re Q( jω) P( jω) sin( ωτ ) = Im Q ( j ω) (16) P( jω) Im 1-1 Q ( j ω) r π τ = Tan ; ω P( jω) ω Re Q( jω) r =, 1,,..., (17) Denklem (14) de verilen polinomun köklerinden sadece bazıları pozitif reel olabilir. Bu köklerin adedi q olmak üzere, poizitif reel köklerden oluşan set aşağıdaki biçimde tanımlanabilir. { ω} { ω1, ω,..., ωq} = (18) Pozitif reel köklerden her biri için, Denklem (14) de verilen analitik ifade kullanılarak ilgili maksimum zaman gecikme değeri kolaylıkla hesaplanabilir. Bu gecikme değerleri aşağıda verilen set ile tanımlanmıştır. { τm} { τm τm τm, } = 1,,...,,m = 1,,...,q (19) Burada, τ, 1 τ, = π ω zaman gecikmesinin m r m r tekrarlama periyodunu ifade etmektedir. Sistemin hesaplanan zaman gecikme değerlerinin Denklem (19) da verilen set elemanlarından en küçük değere sahip olan sistemin zaman gecikme değeri olacaktır. τ = min( τ ) () m Denklem (1) da verilen P( s ) ve Q( s ) polinomları, Denklem (17) de yerine yazılacak olursa, yük frekans kontrol sistemi için zaman gecikme değerini, sistem parametreleri cinsinden teorik olarak hesaplama imkanı veren aşağıdaki formül elde edilir. Burada 5 3 1 1 k5ω k3ω k1ω rπ τ Tan = ; ω 4 k4ω kω k ω r =,1,,..., k5 = x4 y1, k4 = x3 y1 x4 y k3 = xy1 xy, k = xy x1 y1, k1 = yx1 x y1, k = x y sistem parametreleri cinsinden katsayılardır. 4. Örnek Uygulama (1) Bu bölümde, oransal denetleyici kazanç değerleri ihmal ( K P = ) edilmiştir ve sadece integral denetleyicinin farklı kazanç değerleri için zaman gecikme değerleri Denklem (1) de verilen formül kullanılarak hesaplanmıştır. Elde edilen teorik zaman gecikme değerlerinin doğruluğu Matlab/Simulink programı kullanılarak gösterilmiştir. Kullanılan bir bölgeli yük frekans kontrol sistemine ait parametreler aşağıda verilmiştir [7]. T =. 3 s, T =. 1 s, R =. 5, ch D = 1., β = 1., M = 1 s g 49

Tablo 1: Sanal ekseni kesen ω köklerinin σ ve K I ya göre değişimi ω K I σ.4.6.8 1..445.6153.8367 1.714.5.411.631.864 1.114.1.4139.6433.8864 1.153.15.499.651.991 1.19..3997.6577.938 1.366.5.388.66.9517 1.857.3.358.6588.97 1.3415.35.334.6539.991 1.479.4.75.6451 1.13 1.4913 Tablo : Zaman gecikmesi değerlerinin σ ve değişimi τ σ ( s) K I K I 'ya göre σ.4.6.8 1. 3.3816.41 1.353.99.5 3.3 1.8591 1.344.834.1.7345 1.74 1.133.7499.15.4973 1.571 1.383.6738..994 1.457.9566.68.5.137 1.358.8839.5351.3 1.9913 1.78.8187.4689.35 1.876 1.1989.763.418.4 1.7675 1.1353.778.394 4.1. Teorik Sonuçlar Tablo 1 de K I =.4 1. aralığında integral kontrolör kazanç değerleri ve σ =.4 aralığındaki sönüm faktörü değerleri kullanılarak Denklem (14) ile sistemin pozitif reel kökleri hesaplanmıştır. Tablo de ise sistemin pozitif reel kökleri kullanılarak teorik zaman gecikme τ değerleri Denklem (1) ile hesaplanmıştır. Tablo incelendiğinde, σ = da, sistemin kompleks eşlenik kökleri sanal eksen üzerinde olduğundan K I =.4 1. aralığındaki kazanç değerlerinde hesaplanan zaman gecikmesi değerleri, sistemin sınırda kararlı olduğu maksimum zaman gecikmesi ( τ c ) değerlerini göstermektedir. σ = da hesaplanan maksimum zaman gecikmesi değerleri, [17] de yapılan çalışmada da seçilen kazanç değerlerinde aynı maksimum zaman gecikmesi değerlerinin hesaplandığı görülmektedir. Sönüm faktörünün σ =.4 aralığında herhangi bir değerde sabit alındığında, integral kazanç değerleri K I =.4 1. aralığında arttıkça zaman gecikmesi değerlerinin azaldığı görülmektedir. Bu durum Şekil 3 de görülebilmektedir. Aynı zamanda K I =.4 1. aralığında herhangi bir integral kazanç değerinde, σ arttıkça zaman gecikmesi değerlerinin azaldığı görülmektedir. Sönüm faktörünün σ σ =.4 aralığında artması ile sistemin kompleks eşlenik köklerinin, sanal eksenden sol yarı kararlılık bölgesine doğru uzaklaştığını göstermekte ve bu kökler σ yı kesen dikey eksen üzerinde herhangi bir noktada bulunmaktadır. Bu durum K I =.6 integral kazanç değeri için Şekil 4 ile ifade edilmiştir. Önerilen yöntemle elde edilen teorik zaman gecikme değerlerinin doğruluğu, bir sonraki bölümde Matlab/Simulink programı kullanılarak gösterilmiştir. 4.. Teorik Sonuçların Doğrulanması Önerilen teorik yöntemle elde edilen zaman gecikme değerlerinin doğruluğunu göstermek için, integral (I) denetleyicisi içeren benzetim çalışmaları yapılmıştır. İntegral denetleyici için K I =.6 seçilmiştir. Tablo de görüldüğü üzere, K I =.6 integral kazancında σ =, σ 1 =.5 ve σ =.1 değerleri için sırasıyla τ 1 =.41 s, τ = 1.8591 s ve τ 3 = 1.74 s zaman gecikmesi değerleri hesaplanmıştır. σ = değerinde jω sanal eksenini kesen pozitif reel kök ω =.6153 rad / s ve σ = değeri için elde edilen τ 1 =.41 s zaman gecikmesi değeri sistemin kararlılığını koruyabileceği maksimum zaman gecikmesi değerini göstermektedir. Bu gecikme değerinde sistemin tepkisinde sönümlenmeyen salınımlar mevcut olup sistem sınırda kararlı durumdadır. σ 1 =.5 değeri, jω sanal ekseninden σ 1 =.5 kadar uzaklıktaki sol yarı bölgeyi ifade etmektedir. σ 1 =.5 değerini kesen dikey eksen üzerindeki, sistemin pozitif reel kökü ω 1 =.631 rad / s dir. Sistemin kökleri τ = 1.8591 s de σ 1 değeri üzerindeki dikey ekseni kesmektedir. σ = değerine göre elde edilen zaman gecikme değerinden daha küçüktür ( τ 1 =.41 s > τ = 1.8591 s ). Bu durumda, sistemin tepkisinde meydana gelen salınımlar daha kısa sürede sönümlenecek ve sistem daha kısa sürede kararlı yapıya ulaşacaktır. Aynı zamanda σ =.1 değeri, jω sanal ekseninden σ =.1 kadar uzaklıktaki sol yarı bölgeyi ifade etmektedir. σ =.1 değerini kesen dikey eksen üzerindeki, sistemin pozitif reel kökü ω =.6433 rad / s dir. Sistemin kökleri τ 3 = 1.74 s de σ değeri üzerindeki dikey ekseni kesmektedir. σ 1 =.5 değerine göre elde edilen zaman gecikme değerinden daha küçüktür ( τ1 =.41 s > τ = 1.8591 s > τ3 = 1.74 s ). Sistemdeki salınımlar σ 1 =.5 değerine göre sönümlenme süresi kısalacak ve sistem önceki σ değerlerine göre daha kısa sürede kararlı yapıya ulaşacaktır. Şekil 5 de K I =.6 için σ değerlerine göre elde edilen zaman gecikmesi değerleri ve sistemin tepkisinde meydana gelen salınımların genliği ve sönümlenme süresindeki değişimler Matlab/Simulink programı kullanılarak gösterilmiştir. 493

Zaman Gecikmesi ( τ ) Frekans Değişimi ( f ) 3.5 3.5 1.5 1.5 İmajineer Eksen.5.1.15..5.3.35.4.8.6.4. -. -.4 -.6 Sönüm Faktörü (σ) Şekil 3: K I =.4 1. aralığı için zaman gecikmesi değerlerinin σ 'ya göre değişimi -.8 -,5 -,4 -,3 -, -,1,1 Reel Eksen Şekil 4: K I =.6 için sanal köklerin hareket doğrultusu.1.8.6.4. -. -.4 -.6 -.8 -.1 5 1 15 Zaman (s) K I =.4 K I =.6 K I =.8 K I =1. τ 1 =.41 s τ =1.8591 s τ 3 =1.74 s Şekil 4: K I =.6 için sönümleme faktörünün ( σ ) etkisi 5. Sonuç ve Öneriler Bu çalışmada, bir bölgeli yüksek frekans kontrol sistem dinamiğine haberleşme ve veri transferinden kaynaklanan zaman gecikmesinin etkisi araştırılmıştır. Sistemin sönüm faktörü değerlerinin değiştirilmesiyle sistemde meydana gelen zaman gecikmelerinin kontrol edilebildiği görülmüştür. Ayrıca sistemde istenilen zaman gecikmesi aralığının oluşturulabilmesi için sönüm faktörünün sınırlarının değiştirilmesi gerekmektedir. Bu durumda sistemin çalışmasını ve dinamiğini etkileyen salınımların kısa sürede sönümlendiği ve kısa sürede sistemin kararlı yapıya ulaştığı Matlab/Simulink programı kullanılarak yapılan benzetim çalışmalarında görülmüştür. 6. Kaynakça [1] P. Kundur, Power System Stability and Control. New York: McGraw-Hill Inc., 1994. [] B. Naduvathuparambil, M. C. Valenti, ve A. Feliachi, Communication delays in wide area measurement systems, in Proc. Southeastern Symposium on System Theory, vol. 1, University of Alabama, Huntsville, AL (USA), pp. 118-1. [3] X. Yu ve K. Tomsovic, Application of linear matrix inequalities for load frequency control with communication delays, IEEE Transactions on Power Systems, vol. 19, pp. 158-1515, August 4. [4] S. Bhowmik, K. Tomsovic ve A. Bose, Communication model for third party load frequency control, IEEE Transactions on Power Systems, vol. 19, no.1, pp. 543-548, Feb. 4. [5] H. Bevrani ve T. Hiyama, On load-frequency regulation with time delays: design and real-time implementation, IEEE Trans. Energy Convers., vol. 4, no. 1, pp. 9 3, Mar. 9. [6] M. Liu, L. Yang, D. Gan, D. Wang, F. Gao ve Y. Chen, The stability of AGC systems with commensurate delays, European Transactions on Electrical Power 7, vol. 17, pp.615-67, 7. [7] L. Jiang, W. Yao, J. Y. Wen, S. J. Cheng ve Q. H. Wu, Delaydependent stability for load frequency control with constant and time varying delay, Accepted for publication in IEEE Trans. on Power Systems, 1. [8] A. G: Phadke, Synchronized phasor measurements in power systems, IEEE Computer Applications in Power, vol. 6, pp.1-15, 1993. [9] B. Yang, ve Y. Sun, Damping Factor Based Delay Margin for Wide Area Signals in Power System Damping Control, IEEE Transactions on Power Systems, vol. PP, pp. 1, March 13. [1] K. E. Walton ve J. E. Marshall, Direct method for TDS stability analysis, IEE Proceeding Part D, vol. 134, pp. 11 17, 1987. [11] Z. V. Rekasius, A stability test for systems with delays, in Proceedings of Joint Automatic Control Conference, San Francisco, CA, 198, Paper No. TP9-A. [1] N. Olgac ve R. Sipahi, An exact method for the stability analysis of time-delayed linear time-invariant (LTI) systems, IEEE Transactions on Automatic Control, vol. 47, pp. 793-797,. [13] N. Olgac ve R. Sipahi, A practical method for analyzing the stability of neutral type LTI-time delayed systems, Automatica, vol. 4, pp. 847-853, 4. [14] R. Sipahi ve N. Olgac, Complete stability robustness of thirdorder LTI multiple time-delay systems, Automatica, vol. 41, no. 8, pp. 1413 14, Aug. 5. [15] S. Ayasun, Computation of time delay margin for power system small-signal stability, European Transactions on Electrical Power, vol. 19, pp. 949-968, 9. [16] S. Ayasun ve A. Gelen, Stability analysis of a generator excitation control system with time delays, Electrical Engineering, vol. 91, pp. 347-3551. [17] S. Ayasun, Ş. Sönmez, ve U. Eminoğlu, Zaman Gecikmeli Yük Frekans Kontrol Sisteminin Kararlılık Analizi, TOK-1 Ulusal Toplantısı, Niğde, Türkiye, pp.179-185, 11-13 Ekim, 1. [18] SIMULINK, Model-Based and System-Based Design, Using Simulink, MathWorks Inc., Natick, MA,. 494

Yenilenebilir Enerji Kaynakları ile Uyumlu Yüksek Güçlü Yükseltici Tip Đki Paralel Kollu Konvertörün Tasarımı, Gerçekleştirilmesi ve Kontrolü Taner Göktaş 1, Ertan Murat, Müslüm Arkan 3 1 Osmancık Ömer Derindere Meslek Yüksekokulu Hitit Üniversitesi, Çorum tanergoktas@hitit.edu.tr ASER Teknoloji ve Otomasyon Teknokent/OSTĐM, Ankara ertan@aser.com.tr 3 Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü Đnönü Üniversitesi, Malatya muslum.arkan@inonu.edu.tr Özetçe Enerji kaynaklarının hızla tükenmesi, petrol, kömür gibi kendini yenileme durumu olmayan kaynakların bilinçsizce kullanılması, bu kaynakların çevreye ve atmosfere verdiği kirlilik gibi etkenler insanları yenilenebilir enerji kaynakları kullanmaya yönlendirmiştir. Bu çalışmada yenilenebilir enerji kaynaklarından elde edilen enerjinin yüksek güçlerde kullanılabilmesi için yükseltici tip DC-DC konvertör tasarlanmıştır. Tasarlanan konvertör prototip olarak 3 kw gücünde, iki paralel kollu yükseltici tip bir konvertördür. Konvertörde çıkış gerilimi kontrolü için geleneksel PI (oransal-integral) denetleyici kullanılmıştır. Test sonuçlarına göre kol sayısı arttırılarak yüksek güçlere çıkabilen, her türlü yenilenebilir enerji sistemi ile entegre olabilecek bir güç konvertörü elde edilmiştir. 1. Giriş Günümüz dünyasında enerji üretim ve temininin önemli bir sorun haline gelmiş olması ve enerji sorunu, nüfus artışı ve sanayileşmenin artışına paralel olarak gelecekte daha da artacak olması ve dünya üzerindeki petrol/fosil kökenli enerji rezervlerinin bu artışı karşılayacak kadar olmamasından dolayı yenilenebilir enerji kaynaklarına ihtiyaç gün geçtikçe artmaktadır. Bu kaynakların varlığının yanı sıra kullanılabilir olması en önemli sorunlardan biridir. Bilindiği gibi yükseltici tip DC-DC konvertör günümüzde regüleli DC güç kaynaklarında, doğru akım motor sürücü uygulamalarında, güç faktörünün düzeltilmesinde[1], fotovaltik uygulamalarda [] yaygın olarak kullanılmaktadır. Đsminden de anlaşıldığı gibi çıkış gerilimi her zaman giriş geriliminden büyüktür [1]. Geleneksel yükseltici tip konvertör topolojisi yerine günümüzde daha çok interleaved konvertör topolojisi tercih edilmektedir. Bu tip konvertörler de toplam gücün küçük güç paketlerine bölünmesi ve bunun sonucunda eleman boyutlarının oldukça düşmesi, elaman boyutlarının azalması ile hızlı geçici durum cevabının sağlanması en önemli avantajlardır. Bunun yanı sıra giriş akımının paylaşılmasından dolayı giriş akımında ve çıkış gerilimindeki dalgalanma azalmaktadır. Interleaved konvertör hücreleri giriş akımını paylaşarak indüktans akımlarındaki stresi azaltmakta ve sonuç olarak termal kayıpları da azaltmaktadır. Devredeki akım ve gerilim salınımlarının azlığı kullanılan filtre boyutlarını da düşürmektedir. Paralel bir yapıya sahip olan interleaved konvertör, paralel kollardan herhangi birinin arıza yapması durumunda diğer kollar çalışmaya devam edebilmektedir. Yükseltici tip konvertörün süreksiz akım modunda giriş akımının analizi yapılmıştır [3]. Yapılan analiz sonuçlarında sürekli akım modunda giriş akımındaki dalgalanma daha düşük olduğu ancak süreksiz akım modunda da verimin oldukça yüksek olduğu saptanmıştır. Bununla birlikte giriş gerilimindeki dalgalanma çok az ise süreksiz akım modunun sürekli akım moduna göre verim açısından daha iyi sonuçlar verdiği görülmüştür. Referans [4] te ºC çalışan iki paralel kollu interleaved yükseltici konvertörün tasarımı gerçekleştirilmiştir. Fotovaltik sistemlerde verimi arttırmak için üç kollu [5] ve elektrikli tren uygulamalarında kullanılmak üzere dört kollu [6] süreksiz akım modunda çalışan yükseltici tip konvertörler elde edilmiştir. Faz kaydırmalı anahtarlama stratejisi kullanılarak elde edilen yükseltici tip konvektörler [7], [8] ve giriş akım dalgalanmasını azaltmak için modifiyeli yükseltici konvertör topolojileri bulunmaktadır [9]. Bu çalışmada yenilenebilir enerji kaynakları ile uyumlu iki paralel kollu 3 kw gücünde yükseltici tip DC-DC konvertör tasarlanmış ve gerçekleştirilmiştir. Tasarlanan konvertör süreksiz akım modunda ve faz kaydırmalı anahtarlama stratejisine göre çalıştırılmıştır. Konvertör çıkış gerilimi kontrolü için geleneksel PI denetleyici kullanılmıştır. 495

. Devre Topolojisi ve Çalışma Prensibi Şekil 1 birbirine paralel bağlı olan iki kollu interleaved yükseltici konvertörün devre şemasını göstermektedir. Interleaved yükseltici konvertörün her kolu aynı anahtarlama frekansında çalışmaktadır. Tek fark her kolun anahtarlama açısının 36/N derece kaydırılmış olmasıdır. Burada N, konvertörde bulunan kol sayısını belirtmektedir. L1 IL1 D1 Bu konvertör topolojisinde giriş akımı Şekil 1 den de görüldüğü gibi iki eşit parçaya bölünmüştür. Böylece indüktans üzerindeki baskı oldukça azaltılmıştır. Bu tasarımda konvertör kol sayısı arttırılarak elde edilen güç değeri arttırılabilmektedir. Faz kaydırmalı anahtarlama bir periyodluk süreyi, kullanılan kol sayısı olan iki eşit parçaya bölerek her süre sonunda bir sonraki anahtarı aktif etme prensibine dayanır. Gereken faz kaydırma derecesi denklem (1) de görülmektedir. Ig L IL Is1 Is D I 36 36 18 N = = (1) Böylece bir periyod iki eşit anahtarlama süresi ile tamamlanmaktadır. Bu çalışma durumu Şekil 3 de gösterilmektedir. Vg S1 S Co Ro Vg1,Vg Vg1 Vg Şekil 1: Đki paralel kollu interleaved yükseltici konvertör Her kol 1.5 kw lık yükseltici tip interleaved konvertörden oluşmaktadır. Toplam sistemin mimarisi ise 3 kw lık bir güce sahiptir. Konvertör devre parametreleri Tablo 1 de gösterilmiştir. Bu yapıda temel mantık paralel kollar arasında belli bir gecikme sağlayarak anahtarlama yapmaktır. Tablo 1: Konvertör parametreleri Devre Parametreleri Giriş Gerilimi (dc) Çıkış Gerilimi (dc) Boost Đndüktansı Değerleri 4 V 3 V 48 μh Çıkış Kapasitesi 5 μf Anahtarlama Frekansı 3.3 KHz Görev Periyodu % 88 Çıkış Yükü 3 kw Her yükseltici modülü süreksiz akım modunda çalışacak şekilde anahtarlanmaktadır. Bu durumdaki çalışma Şekil de görülmektedir. Ts anahtarlama periyodu iken, ton anahtarın iletimde, toff kesimde, tdead ise sıfırda kaldığı zamanı göstermektedir. IL1, IL a IL b Ts c d IL1 Şekil 3: Faz kaydırmalı anahtarlama stratejisi Süreksiz akım modunda çalışma durumunda giriş akımının analizi oldukça karışıktır. Bu analiz kol sayısına bağlı olarak değişmektedir. Görev periyodunun süresi arttıkça kollar arasında meydana gelen çakışma(overlap) durumu artmaktadır [3]. Şekil 4 te konvertör anahtarlama stratejisine göre devredeki akımın geçiş yolları detaylı olarak gösterilmiştir. Belirtilen zaman dilimlerinde indüktans akımlarının davranışları ise Şekil 3 de gösterilmiştir. 1-) Durum a [Şekil 4 (a)]: Bu durumda S1 ve S anahtarı kapatılmıştır. Dolayısıyla L1 ve L indüktansındaki akım artış eğilimindedir. Yük daha önceden şarj olmuş kondansatör tarafından beslenmektedir. t t -) Durum b [Şekil 4 (b)]: Bu durumda S anahtarı açılmış ve L indüktansındaki akım azalış eğilimindedir. L1 indüktansındaki akım artışı devam etmektedir. Yük L indüktansından akan akım ile beslenmektedir. Bu sürenin sonunda L indüktansındaki akım sıfıra düşmektedir. Şekil : Süreksiz akım modu Böylece indüktansın yüksek frekanslarda yaydığı elektromanyetik etkileşimden (EMI) kaynaklanan gürültüler oldukça düşürülmüştür. 3-) Durum c [Şekil 4 (c)]: Bu durumda L indüktansından akım akmamaktadır. Yük şarj olmuş kondansatör tarafından beslenmektedir. L1 indüktansındaki akım artış eğilimini korumaktadır. L1 indüktans akımındaki artış: d d = V L ile değişmektedir. i t g L1 1 496

4-) Durum d [Şekil 4 (d)]: Bu durumda S anahtarı tekrar kapatılmıştır. Her iki anahtar devrededir. Her iki indüktanstaki akımlar artış eğilimindedir. Bir sonraki periyot da S1 anahtarı açılacak ve bir önceki döngüler kendini benzer şekilde tekrar edecektir. Böylece giriş akımındaki dalgalanma azaltılmış olmaktadır. Yükseltici tip konvertörler doğrusal olmayan zamanla değişen sistemler olduğundan çalışma performansı devre yapısına ve kontrolünde kullanılan denetleyicilere bağlı olarak değişmektedir. Geleneksel PI denetleyiciler bu tip konvertörlerde yaygın olarak kullanılmaktadır. Bu tip denetleyicilerde katsayı parametrelerinin seçimi denetleyici performansı açısından oldukça önemlidir. Şekil 5 te kontrolörün temel yapısı görülmektedir. Geleneksel PI denetleyicide, çıkış gerilimi ile referans gerilimin karşılaştırılması sonucu bir hata elde edilir. Bu hataya bağlı olarak PI denetleyici çıkışında anahtarlama sinyalleri üretilir. (a) Şekil 5: Kontrolör temel yapısı (b) (c) (d) Şekil 4: Devre çalışma durumları Kontrol sisteminde konvertörün çok yüksek akım çekmemesi için bir sınırlayıcı bulunmaktadır. Sınırlayıcının değer aralığı [-95] arasında değişmektedir. Böylece kontrolörde elde edilen görev periyodu kontrol altına alınarak akım sınırlanmıştır. Bu sistemde kullanılan üçgen dalga ise sınırlayıcı çıkışı ile karşılaştırılmakta ve kare dalga üretilmesini sağlamaktadır. Üçgen dalganın frekansı konvertörün çalışma frekansını belirlemektedir. 3. Tasarım ve Gerçekleştirme Tasarımdaki en önemli nokta yüksek frekanslı nüvelerin tedarik edilebilirliği ve bu nüvelerin parametrelerinin eşit olmasıdır. Đndüktans tasarımında oluşacak parametrik sapmalar yük akımının eşit olarak dağılamamasına neden olmaktadır. Anahtarlama elamanı olarak Mitsubishi CMDX-4A IGBT modülü kullanılmıştır. Bu güç anahtarının 1V/A olması, kolektör tepe akımının 4 A kadar dayanabilmesi en belirgin özellikleridir. Yüksek anahtarlama frekansı (3.3kHz) ile devrede kullanılan elemanların boyutları oldukça düşürülmüştür. Çok hızlı anahtarlama yapıldığından anahtarlama anında çok yüksek seviyede elektromanyetik etkileşim (EMI) gürültülerinin olması kaçınılmazdır. Bu yüzden indüktans nüveleri mikroişlemcilerin bulunduğu karttan bağımsız olarak yerleştirilmiştir. Böylece bu nüvelerin neden olduğu EMI gürültülerinin etkisi elektronik kartta daha az görülecektir. Konvertör çıkış gerilimi analog ölçücü ve filtreden geçirildikten sonra dspic analog giriş modülünde sayısal filtrelerden geçirilerek ölçüm sinyalleri temizlenmiştir. Çıkış gerilimi ile referans değer karşılaştırılarak, aradaki fark PI giriş kontrolör değeri olarak belirlenmiştir. Kontrolörde kullanılan oran katsayısı Kp=.5 ve integral katsayısı Ki=.4 olarak belirlenmiştir. Bu katsayı parametreleri belirlenirken konvertörün yük değişimine karşı oldukça hızlı cevap verebilmesi durumu göz önüne alınmıştır. Ayrıca görev periyodu değişimi [-95] arasında sınırlandırılmıştır. 497

Otomatik Kontrol Ulusal Toplantısı, TOK13, 6-8 Eylül 13, Malatya 4. Performans Sonuçları Tasarlanan konvertör MATLAB/Simulink ortamında Tablo 1 deki parametreler ve Şekil 1 deki devre şeması dikkate alınarak oluşturulmuştur. Simülasyonda kullanılan diyot ve anahtarların gerçek hayattaki katalog değerleri dikkate alınmıştır. Konvertör kalkış anında ön şarj donanım algoritması gerekmektedir. Bu yüzden konvertör çıkışında bulunan kondansatör 3V değerine şarj edilmiştir. Aksi takdirde kalkış anında konvertör de bulunan anahtarlar çok yüksek akımlara maruz kalacak ve anahtarların zarar görmesine sebep olacaktır. Şekil 8 de çıkış gerilimi istenilen değer olan 3V DC olarak görülmektedir. Çıkış gerilimindeki dalgalanma ±1.5 V civarındadır. Bu durum neredeyse saf bir doğru gerilim elde edildiğini göstermektedir. Çıkış gerilimindeki bu dalgalanmanın çıkış kapasitesinin değerinin arttırılması ile düşeceği aşikârdır. Ancak kapasite değeri arttıkça devre geçici durum cevabının gecikmesi göz önünde bulundurulmalıdır. Sistemin kalkış anından sürekli duruma geçmesi.5 sn gibi kısa bir sürede gerçekleştiği açıkça görülmektedir. Şekil 9 da konvertör giriş akımı görülmektedir. Akımda ki dalgalanma ±145 A civarındadır. Klasik yükseltici konvertör de bu dalgalanmanın daha çok olacağı bilinmektedir. Konvertör giriş akımındaki dalgalanma azaldığından giriş akülerine olan baskıda oldukça azalmıştır. Şekil 1 da indüktans akımlarını göstermektedir. Akımlar dikkatlice incelendiğinde konvertörün süreksiz akım modunda çalıştığı görülmektedir. Böylece indüktanslar üzerindeki baskı oldukça azaltılmıştır. Đndüktans tepe akımlarının yaklaşık 14A civarında olduğu görülmektedir. Devrede kullanılan anahtarların bu tepe akımlarına dayanabilmesi gereklidir. Oluşturulan devrede kullanılan IGBT modülleri bu akım değerlerini karşılamaktadır. Tasarlanan konvertör yük altında çalışırken çıkış geriliminin yüke bağlı olmadan sabit olması ve yük değişimine karşı hızlı tepki vermesi gerekmektedir. Kontrolör performansını ölçmek için konvertör de yük atma ve devreye alma deneyi yapılmıştır. Bunun için ilk olarak 3 kw ile yüklü olan konvertör.5 sn sonra 1 kw ile yüklenerek yük değeri düşürülmüştür. Daha sonra.5 sn de tekrar 3 kw değerine yüklenerek yük devreye alma deneyi yapılmıştır. Bu deney sonuçları Şekil 11 de gösterilmektedir. Şekil dikkatlice incelendiğinde konvertörün geçici durum cevabının yaklaşık.5 sn civarı gibi çok kısa bir sürede olduğu net bir şekilde görülmektedir. Ayrıca konvertör tam yükte çalışırken yük devreden çıkartıldığında çıkış gerilimi ve giriş akımındaki dalgalanmanın da düştüğü net bir şekilde görülmektedir. Konvertörde kullanılan kontrolör tepki süresi performansı oldukça tatminkâr bulunmuştur. Şekil 6: Oluşturulan konvertör Kullanıcı arabiriminde gösterilecek parametreler belirlenmiş ve uygun yazılım oluşturulmuştur. Đşlemci olarak dspic3f1 mikroişlemcisi seçilmiştir. Uygun frekansta ve görev periyodunda darbeler yazılımsal olarak üretilmiş ve mikroişlemci çıkış ucundan bu darbeler güç modülündeki anahtarların kapı uçlarına bağlanmıştır. Yazılım faz kaydırma teknolojisine uygun olarak hazırlanmıştır. Konvertör pano boyutlandırılması elektronik kartlar birbirinden bağımsız olacak şekilde yapılmıştır. Ayrıca herhangi bir arıza durumunda kart ve IGBT modüllerine rahat müdahale edilebilecek şekilde tasarlanmıştır. Pano tasarlanırken soğutma ve havalandırma sistemi de göz önüne alınmıştır. Fan boyutları uygun soğutmayı ve havalandırmayı sağlayacak biçimde seçilmiştir. Ayrıca uygun kablajlama yapılarak EMI gürültüleri azaltılmıştır. Tam yük altında cihaz kablo kesitinin belirlenmesi de oldukça önemlidir. Şekil 7 de oluşturulan konvertör ticari hale dönüştürülmüş hali görülmektedir. Uygun kutulama ve panolama yapılarak konvertör dış görünüşü daha kompakt bir hal almıştır. Konvertör üzerinde aşırı yük, besleme gerilim yetersizliği vb. uyarı ikaz lambaları bulunmaktadır. 5. Sonuçlar Yenilenebilir enerji kaynaklarından elde edilen enerjinin yüksek güçlerde kullanılabilmesi için iki paralel kollu interleaved bir yükseltici tip konvertör başarılı bir şekilde tasarlanmış ve gerçekleştirilmiştir. Konvertör de kullanılan indüktanslar süreksiz akım modunda çalıştırılarak kayıplar oldukça azaltılmış dolayısıyla verim arttırılmıştır. Şekil 7: Konvertör dış görünüşü 498