Kodlanmış OFDM İletişim Sistemleri İçin Zaman-Frekans Kanal Kestirimi Time-Frequency Channel Estimation for Coded OFDM Systems

Transkript

1 odlanmış OFDM İletişim Sistemleri İçin Zaman-Frekans anal estirimi Time-Frequency Channel Estimation for Coded OFDM Systems Erol Önen 1, Aydın Akan 1, Osman N. Uçan 1, ve Luis F. Chaparro 2 Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü 1 İstanbul Üniversitesi, 34320, Avcılar, İstanbul. 2 University of Pittsburgh, Pittsburgh, PA 15261, USA. 1 e-posta: {eeerol,akan,uosman}@istanbul.edu.tr 2 e-posta: chaparro@ee.pitt.edu Özetçe Bu çalışmada, kodlanmış Dikgen Sıklık Bölmeli Çoğullama (DSBÇ-OFDM) kanalları için, zamanfrekans (ZF) temelli, hızlı ve etkin bir kestirim yöntemi sunulmaktadır. İletişim kanalı sıklık cevabının bir iletim sembolü süresinde bile değişebileceği göz önüne alınmakta ve Ayrık Evrimsel Dönüşümü (AED) kullanılarak, çok yollu sönümlemeli, frekans seçici kanal modeli elde edilmektedir. estirilen kanal parametrelerini kullanarak gönderilen çok seviyeli turbo kodlanmış veriyi elde eden bir ZF alıcısı tasarlanmıştır. Önerien yöntemin başarımı, çeşitli seviyelerdeki kanal gürültüsü ve frekans kaymaları üzerinde test edilmiştir. Anahtar Sözcükler: OFDM iletişim sistemler, anal kestirimi, Turbo kodlama Abstract In this paper, we present a computationally efficient, time-frequency (TF) based channel estimation method for Coded OFDM channels whose frequency response may be changing over a single transmit symbol. The Discrete Evolutionary Transform is used to obtain a complete model of a multi-path, fading and frequency selective channel. A TF receiver is designed to detect the sent multi-level turbo coded (MLTC) data by using estimated channel parameters. Performance of the proposed method is tested on different levels of channel noise, and Doppler frequency shifts. 1. GİRİŞ OFDM iletişim sistemleri, mevcut bant genişliğini etkin biçimde kullanmaları, zamanla hızlı değişen çok yollu, sönümlemelere ve semboller arası girişimlere (ISI) dayanımlı olmaları sebebiyle yeni nesil geniş bantlı telsiz iletişim sistemleri için verimli bir yöntem olarak Bu çalışma İstanbul Üniversitesi Bilimsel Araştırma Projeleri Birimi tarafından T-994/ ve UDP-901/ nolu projeler kapsamında desteklenmektedir. kabul edilmektedir [1, 2]. OFDM sistemlerinde yüksek bit hızına sahip veri, çok daha düşük hızlı paralel alt bantlara ayrılır ve birbirine dik taşıyıcılarla modüle edilir. Ancak Doppler frekans kaymaları, faz ve osilatör frekans kaymaları ve çok yollu sönümleme etkileri, çok taşıyıcılı iletişim sistemlerinin başarımını büyük oranda zayıflatmaktadır [1]. Bu nedenle, hızlı değişen kanallarda, özellikle gezgin sistemlerde, kanal parametrelerindeki hızlı değişimler, söz konusu sistemlerin tasarımında kanal bilgisinin kestirimini ve alıcıda kullanılmasını gerekli kılmaktadır. Mevcut birçok kanal kestirim yöntemi, çok hızlı değişen kanallar için pek geçerli olmayan, kanal frekans cevabının tamamen ya da bir iletim sembolü süresince değişmediği kabulune dayanmaktadır [2]. [3] de OFDM sistemleri için, ayrık evrimsel dönüşüm (AED) tabanlı yeni bir zamanla değişen kanal kestirim yöntemi önerilmiştir. Bu çalışmada ise turbo kodlanmış verilerin OFDM sistemlerinde [3] de önerilen kanal kestirimi altında başarımı incelenmektedir. Hata kontrol kodlarının bir çeşidi olan Turbo kodlar Shannon tarafından öngörülen teorik sınırlara yakınsayan etkinlikte iletişim sağlamaktadırlar [4]. Son yıllarda turbo tabanlı sistemlerin başarımı arttırmak için çeşitli çalışmalar sürmektedir. Burada Çok Seviyeli Turbo odlanmış (ÇST) [5] giriş verileri için OFDM iletişim sisteminde kanal kestirim ve sezim başarımı incelenmektedir. ÇST, turbo kodlu sinyallerin hata başarımı arttırmak amacıyla önerilmiş olup seviye adı verilen birden fazla kodlayıcının çıkışını ilişkili bir sembole atar. Her bir seviyede bir kodlayıcı ve bir kod çözücü bulunur ve bu yapıya bir aşama denir. Her aşamanın kod çözücü çıkısı bir sonraki aşamada kullanılır [5]. Öncelikle giriş bit dizisi seriden paralele dönüştürülür. Herbir turbo kodlayıcı tek girişli olup kodlama eş zamanlı olarak gerçekleştirilir. d t ÇST nın t anındaki girişi ise, kodlayıcı çıkışı, x t = f(d t ) olup burada f(.) kodlayıcı yapısını göstermektedir. Grup bölütlemede ise x t,1 birinci seviye kodlayıcının çıkısı olmak üzere sinyal kümesi iki alt kümeye bölünür: x t,1 = 0 ise birinci alt küme seçilir, x t,1 = 1 ise ikinci alt küme seçilecektir. x t,2 ik-

2 inci seviye turbo kodlayıcı çıkışı olmak üzere yine 2 alt kümeye ayrılır. Bu bölütlemeye son seviyeye kadar devam edilir. ÇST nın düşük güç gerektiren uzay ve uydu iletişim uygulamalarında ve yeni nesil kablosuz iletişim sistemlerinde klasik turbo kodlama başarımını arttırdığı gösterilmiştir [5]. 2. OFDM İLETİŞİM SİSTEM MODELİ Bir telsiz iletişim sisteminde, çok yollu, sönümlemeli ve dopler frekans ötelemeli kanal, dürtü cevabı aşıdaki gibi olan zamanla değişen doğrusal bir sistem olarak modellenebilir. [6, 7] h(m, l) = α i e jψim δ(l N i ) (1) Burada, L toplam iletim yolu sayısını, ψ i Doppler frekans kaymalarını, α i bağıl zayıflatma föktörlerini ve N i ise i. iletim yolunun neden olduğu gecikme miktarını göstermektedir. ω c frekanslı taşıyıcıda, açısal hızı υ olan bir nesne sebebiyle oluşan ψ i Doppler ötelemesi, c iletişim ortamındaki ışık hızı olmak üzere yaklaşık olarak ψ i = υ c ω c olarak hesaplanabilir [7]. Özellikle taşıyıcı frekansının yüksek olduğu telsiz iletişim sistemlerinde Doppler frekans ötelemeleri anlam kazanmakta ve dikkate alınmaları gerekmektedir. Doğrusal kanalın zamanla değişen transfer fonksiyonu, yukarıdaki dürtü cevabının l ye göre ayrık Fourier dönüşümü (AFD) hesaplanarak elde edilir: H(m, ω k ) = α i e jψim e jω kn i (2) burada,ω k = 2π k, k = 0, 1,, 1. analın ikili frekans fonksiyonu B(Ω s, ω k ), H(m, ω k ) nın m ye göre AFD si hesaplanarak elde edilebilir. Ω s = 2π s, k = 0, 1,, 1. Yine, kanalın yayma fonksiyonu da h(m, l) nin m ye göre AFD sini veya B(Ω s, ω k ) nın ω k ya göre ters AFD si hesaplanarak aşağıdaki gibi elde edilebilir. S(Ω s, l) = α i δ(ω s ψ i )δ(l N i ) (3) Yukarıdaki yayma fonksiyonu incelendiğinde, ZF konumu zaman gecikmeleri ve Doppler ötelemeleri, genliği ise α i zayıflama katsayısı ile belirlenen dürtülerden oluştuğu görülmektedir. Eğer bu bilgiler alıcıya gelen işaretten elde edilebilirse kanalın denkleştirilmesi ve iletilen sembollerin kestirimi mümkün olabilecektir. Bir OFDM iletişim sisteminde, mevcut bant genişliği B d olan kanal, tane alt kanala bölünür. İletilecek bit dizisi, X n,k iletim sembolleri ile eşleştirildikten sonra tane paralel sembol dizisine bölünür. Burada OFDM sistemine giriş veri dizisi ÇST kodlanmış olup, n. M-PS kodlanmış veri bloğu sembolden oluşmaktadır U n,k, U n,k = u t+k, U n = [u t, u t+1, u t+2,..., u t+ ] T, ve burada n zaman indisi, ve k = 0, 1,, 1 frekans veya taşıyıcı indisidir. Daha sonra, alıcı tarafından bilinen (n, k ) noktalarına p n,k pilot sembolleri eklenir: (n, k ) P = {(n, k ) n Z, k = id + (n mod(d)), i [0, P 1]}. Burada P, pilot sembol sayısını, d = /P bir OFDM sembolü içindeki komşu iki pilot veri arasındaki mesafeyi göstermektedir [2]. n anındaki OFDM sembolü s n (m), X n,k nın ters AFD si alınıp sondaki L DT kadar örneğin, sembolün önüne dairesel takı (DT) olarak eklenmesi ile elde edilir. L DT, kanal dürtü cevabının zaman desteği L ye göre seçilir: L L DT + 1 [1, 2]. s n (m) = 1 U n,k e jω km (4) Burada her sembol N = +L DT örnek uzunluğundadır. analdaki çok yollu yayılma, sönümleme ve Doppler frekans ötelemesi de hesaba katıldığında kanal çıkışı y n (m) = = 1 1 U n,k α i e jψ im e jω k(m N i ) H n (m, ω k ) e jω km U n,k. (5) Son olarak iletilen sinyalin toplamsal Gauss gürültüsü η(m) ile de bozulduğu varsayılırsa n. çerçeve için alınan işaret r n (m) = y n (m) + η n (m) şeklinde yazılabilir. Alıcıda, dairesel takılar atılarak sinyal noktalı AFD ile demodüle edilir: R n,k = 1 m=0 s=0 U n,s α i e jω sn i e jψ im e j(ω s ω k )m + Z n,k. (6) Bütün iletim yollarındaki Doppler etkisi ihmal edilebilecek seviyede ise, ψ i = 0, i, kanalın bir OFDM sembolü boyunca durağan olduğu kabul edilebilir. Bu durumda yukarıdaki kanal çıkışı R n,k = U n,k α i e jω kn i + Z n,k = U n,k H n,k + Z n,k (7) şeklinde olacaktır. H n,k, n. OFDM çerçevesi için kanalın frekans cevabını, Z n,k ise kanal gürültüsünün ayrık Fourier dönüşümünü göstermektedir. analın frekans cevabı katsayıları, H n,k, kestirilerek U n,k veri sembolleri, Ûn,k = R n,k /H n,k şeklindeki basit bir denkleştirici

3 ile elde edilebilir. Ancak, kanalda büyük Doppler ötelemeri söz konusu olduğunda yukarıdaki varsayım geçersiz olacaktır. Bu çalışmada, kanalın bir OFDM sembolü boyunca bile değişebildiği, zamanla değişen kanal modeli üzerinde durularak, probleme ZF yaklaşımı ile bir çözüm getirilmektedir [7]. 3. OFDM SİSTEMLERİNDE ANAL ESTİRİMİ Aşağıda, telsiz iletişim kanalının çıkışının ZF gösteriminde, bir araç olarak kullanılacak olan, AED kısaca özetlenecektir AED ullanılarak Zaman-Sıklık Analizi Durağan olmayan, ayrık zamanlı bir x(n), 0 n N 1, işareti, X(n, ω k ) zaman sıklık kerneli veya X(Ω s, ω k ) ikili sıklık kerneli ile temsil edilebilir. x(n) işaretine ait zaman sıklık AED şöyle verilmektedir [8], x(n) = X(n, ω k )e jω kn, (8) Burada ω k = 2πk/, frekans örneği sayısı ve X(n, ω k ) evrimsel kerneldir. AED, zamanla değişen kernel X(n, ω k ) işaret cinsinden ifade edilerek elde edilebilir. Bu amaçla klasik zaman sıklık işaret gösterim yöntemleri kullanılabilir[8]. Dolayısıyla, (8) daki gösterim için X(n, ω k ), 0 k 1, evrimsel kernelini veren AED; X(n, ω k ) = N 1 l=0 x(l)w k (n, l)e jω kl, (9) olup w k (n, l) genel olarak zaman ve frakansa bağlı bir pencere fonksiyonudur. Bu pencerenin, örnegin Gabor veya Malvar açılımı gibi sinyal gösterimleri kullanılarak nasıl elde edilebileceği konusunda bilgiler [8] de yer almaktadır. Ancak çok yollu, sönümlemeli, kablosuz kanal modelleme probleminin çözümü için işaret uyumlu ve Doppler frekansına adapte olabilen pencereler kullanılması gerekecektir [3] odlanmış OFDM anal estirimi Bu aşamada, alıcıya ulaşan kanal çıkış işaretinin, evrimsel gösterimi yardımı ile kanal yayma fonksiyonunun nasıl hesaplanacağı üzerinde durulacaktır. Dairesel ekler çıkartıldıktan sonra, n. OFDM sembolü (5) eşitliğinde verilmektedir. y n (m) nin AED si hesaplanarak y n (m) = Y n (m, ω k )e jω km (10) elde edilir. Yukarıdaki eşitlik matris formunda aşağıdaki gibi yazılabilir. y = Au Burada, y = [y n (0), y n (1),..., y n ( 1)] T, u = [U n,0, U n,1,..., U n, ] T = [u t, u t+1, u t+2,..., u t+ ] T, A = [a m,k ] = H n (m, ω k ) e jω km. Eğer kanalın zamanla değişen frekans cevabı H n (m, ω k ) biliniyorsa, U n,k aşağıdaki şekilde hesaplanabilir: û = A 1 y. (11) H n (m, ω k ) yı kestirmek için [3] de bir ZF prosedürü verilmektedir: y n (m) nin (5) ve (10) eşitliklerindeki gösterimleri karşılaştırıldığında kernelin, Y n (m, ω k ) = 1 α i e jψim e jω kn i U n,k. (12) şeklinde olması gerektiği görülmektedir. Sonuç olarak, n. OFDM sembolü için kanalın zamanla değişen frekans cevabı aşağıdaki şekilde elde edilmektedir: Yn (m, ω k ) H n (m, ω k ) =. (13) U n,k (12) eşitliğini sağlayan Y n (m, ω k ) nın hesaplanması, sinyale bağlı, Doppler frekanslarına uyarlanmış pencere kullanılarak yapılmaktadır [3]. (13) eşitliğine göre, kanalın frekans cevabını kestirebilmek için pilot sembolleri kullanılacaktır. (13) eşitliği matris formunda aşağıdaki şekilde ifade edilebilir: yukarıdaki eşitlikte, H = Y U 1, (14) H = [h m,k ] x, h m,k = H n (m, ω k ) Y = [y m,k ] x, y m,k = Y n (m, ω k ) U = I u, (15) Burada I, boyutlu birim matrisi göstermektedir. (14) eşitliği, önceden atanmış k = k pilot noktalarında da geçerlidir [2]. Yani, H n(m, Yn (m, ω k ) ω p ) = H n (m, ω k ) = (16) U n,k burada, p = 1, 2, P ve H n(m, ω p ),H n (m, ω k ) nın örneklenmiş şeklidir. Yine, P pilot sembol sayısını, d = /P ise komşu iki pilot arasındaki uzaklığı göstermektedir. H n(m, ω p ) nın p ye göre ters AFD si, m ye göre de AFD si alınarak aşağıdaki yayma fonksiyonu elde edilir: S (Ω s, l) = 1 d α i δ(ω s ψ i ) δ( l N i ) (17) d

4 S (Ω s, l) yi, S(Ω s, l) ile karşılaştırıldığında, S(Ω s, l) kullanılarak [3] de hesaplanan α i, ψ i, ve N i kanal parametrelerinin, S (Ω s, l) yayma foksiyonu kullanılarak da hesaplanabileceği açıkça görülmektedir. Böylece Y n (m, ω k ) evrimsel kerneli, y n (m) kullanılarak doğrudan hesaplanıp daha sonra buradan kanal parametreleri (16) ve (17) eşitlikleri kullanılarak kestirilebilecektir Zaman-Frekans Alıcısı analın yayma fonksiyonu ve bu fonksiyona bağlı olarak frekans cevabı H n (m, ω k ) kestirildikten sonra, X n,k giriş sembolleri (11) te verilen ZF alıcısı yardımıyla elde edilir. Diğer taraftan (7) eşitliğindeki kanal çıkışı, R n,k = 1 s=0 B n (ω s ω k, ω k )U n,s + Z n,k (18) şeklide de yazılabilir. B n (Ω s, ω k ) kanalın bir OFDM sembolü süresince ikili sıklık fonksiyonudur. Yukarıdaki eşitlikte, giriş sembolleriyle gerçekleşen bir dairesel konvolüsyon görülmektedir. Bu eşitliği aşağıdaki şekilde matris formunda yazmak da mümkündür: r = Bu + z (19) B = [b s,k ], b s,k = B n (ω s ω k, ω k ), boyutunda matris; r, u ve z ise sırasıyla, r = [R n,1, R n,2,..., R n, ] T, u = [U n,1, U n,2,..., U n, ] T, and z = [Z n,1, Z n,2,..., Z n, ] T şeklinde tanımlanan 1 boyutlu vektörlerdir. Sonuç olarak U n,k veri sembolleri basit bir ZF alıcısı ile sezilebilir: û = B 1 r. Böylece (1) de verilen zamanla değişen kanal modeli için bir alıcı elde edilmiş olacaktır. 4. BENZETİM SONUÇLARI İletişim kanalı, yol sayısı 1 L 5, gecikmeler, 0 N i L DT 1 ve her bir yoldaki Doppler kaymaları, 0 ψ i ψmax, (i = 0, 1,, L 1) aralıklarında rasgele değişecek biçimde benzetimi yapılarak önerilen yöntemin bit hata oranı (BHO) başarımı test edilmiştir. 4-PS giriş sembolleri 128 alt kanaldan gönderilmiş, 8 ve 16 pilot sembol kullanılarak aşağıdaki dört alıcı için bit hata oranı hesaplanmıştır: 1) anal kestrimi yok iken, 2) Önerilen yöntemle 8 pilot sembol kullanılarak, 3) 16 pilot sembol kullanılarak kestirim yapıldığında, 4) kanal parametreleri bilindiği durum. Şekil 1-a da, çerçeve uzunluğı 100 seçilmiş ve 10 4 bit hata başarımı bilinen kanal için 3.77dB, önerilen yöntem ve 8 pilot kullanıldığında 5.1dB, ve 16 pilot ile 5.25dB işaret gürültü oranında elde edilmiştir. Çerçeve uzunlu 256 seçildiğinde, bit hata başarımı bu alıcılar için Şekil 1-b de verilmektedir. 8 yerine 16 pilot kullanmak her iki çerçeve boyutu için 0.15dB Es/N0 kazancı sağlamıştır. Ayrıca kestirilen kanal parametreleri kullanıldığında 100 çerçeve uzunluğu için, bilinen kanal başarımına sadece 1.3 db, 256 çerçeve uzunluğu için ise 1.1 db farka ulaşılmıştır. Fig. 1-c de, bir OFDM çerçevesinde 16 pilot sembol kullanılarak kestirilen yayma fonksiyonu gösterilmiştir. 5. SONUÇLAR Bu çalışmada, çok yollu, sönümlemeli ve Doppler frekans kaymalarının yer aldığı, turbo kodlanmış OFDM iletişim sistemleri için ayrık evrimsel dönüşüm kullanılarak bir kanal kestirim yöntemi sunulmaktadır. Bu yaklaşım, gürültülü kanal çıkışından, zamana bağlı transfer foksiyonu için bir gösterim elde edilmesine olanak sağlamıştır. Aynı zamanda, kestirilen kanal parametreleri kullanılarak, kanal giriş sembolleri daha etkin bir şekilde sezilebilmiştir. Benzetim sonuçları önerilen yöntemin yüksek bir başarıma sahip olduğunu göstermiştir. 6. aynakça [1] A. Petropulu, R. Zhang, and R. Lin, Blind OFDM Channel Estimation Through Simple Linear Precoding, IEEE Trans. on Wireless Com., Vol. 3, No. 2, pp , Mar [2] G.L. Stuber, J.R. Barry, S.W. McLoughlin, Y.G. Li, M.A. Ingram, T.G. Pratt, Broadband MIMO- OFDM wireless communications, IEEE Proceedings, Vol. 92, No. 2, pp , Feb [3] A. Akan, A., and L.F. Chaparro, Modeling and Estimation of Wireless OFDM Channels by Using Time-Frequency Analysis, Circuits, Systems and Signal Processing, Vol. 25, No. 3, pp , June [4] C. Berrou, A Glavieux, and P. Thitimasjshima, Near Shannon-limit error correcting coding and decoding: Turbo codes (1), in Proc., IEEE Int. Conf. on Commun., (Geneva, Switzerland), pp , May [5] O. Osman, O.N. Ucan, N. Odabasioglu, Performance of Multi Level-Turbo Codes with Group Partitioning over Satellite Channels, IEE Proc. Communications, Vol. 152, No.6, pp , [6] P.A. Bello, Characterization of Randomly Time- Variant Linear Channels, IEEE Trans. on Com. Systems, Vol. CS.11, pp , [7] M.D. Hahm, Z.I. Mitrovski, and E.L. Titlebaum, Deconvolution in the Presence of Doppler with

5 Application to Specular Multipath Parameter Estimation, IEEE Trans. on Signal Proc., Vol. 45, No. 9, pp , Sep [8] R. Suleesathira, A. Akan, and L.F. Chaparro, Discrete Evolutionary Transform for Time-Frequency Signal Analysis, J. Franklin Institute, pp , Vol. 337, No. 4, Jul BER N (frame size) =100 No Channel Estimation Channel Estimation with 8 pilot data Channel Estimation with 16 pilot data nown Channel Parameters E s /N 0, db (a) 10 0 N (frame size) = BER No Channel Estimation Channel Estimation with 8 pilot data Channel Estimation with 16 pilot data nown Channel Parameters E s /N 0, db (b) (c) Şekil 1: a) N = 100, b)n = 256 çerçeve uzunluğu için ÇST-OFDM sisteminin bit hata başarımı, c) anal yayma fonksiyonu kestirimi.